二自由度位置控制方法、位置控制装置和介质存储装置的制作方法

专利名称：二自由度位置控制方法、位置控制装置和介质存储装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及同时使用反馈和前馈的二自由度位置控制方法、二自由 度位置控制装置和介质存储装置，更具体地讲，本发明涉及使用观测器 控制来执行二自由度控制的二自由度位置控制方法、二自由度位置控制 装置和介质存储装置。
背景技术：
将对象的位置控制在目标位置的装置己被广泛使用。例如，使用这 种装置来进行寻道控制，从而将读写头移动到目标轨道，这是其中一种 对盘装置(例如磁盘装置和光盘装置)的位置控制。进行这种寻道控制的方法使用的是二自由度(two degree of freedom) 控制。在二自由度控制中，在形成反馈回路的同时经由滤波器来提供目 标位置。换言之，从目标位置到观测位置的传递函数被设置成低通滤波 器的形式。这样，就可以有效地抑制过冲(超限)。同样，在通常用于盘装置的观测器控制系统中，也可以构造二自由 度控制系统。在这种情况下，控制系统具有二阶低通滤波器(以下称作LPF) 的形式，二阶低通滤波器具有与反馈极点相同的极点。图15是现有技术的二自由度控制系统的框图，图16是描绘出目标 轨迹的图。如图15所示，目标轨迹生成部100计算与目标位置"r"的寻道距 离，并根据寻道距离Lseek生成目标轨迹r(n)。如图16所示，目标轨迹 r(n)表示了针对每个采样对象要移动到的目标位置。另一方面，位置误差 计算部102计算目标位置"r"和由受控对象(plant)106观测到的当前位置 "y"之间的误差y(n)。控制器104接收目标轨迹r(n)和位置误差y(n)， 执行二自由度观测器的计算，计算受控对象106的驱动命令值，并驱动
受控对象106(例如，"Digital Control of Dynamic System" (Gene R Franklin 和另外两人编著，Addision-Wesley于1998年出版))。在使用二自由度控制的这种寻道控制中，必须保持观测器的状态变 量的位置误差。另一方面，以磁盘装置为代表的介质存储装置的记录密 度目前正迅速增大。例如，在2.5英寸HDD(硬盘驱动器)中，每盘的容量 已经达到60 GB。轨道的数量也相应地迅速增加，例如，2.5英寸HDD 有4万到5万条轨道。在这种装置中，要求降低装置的成本并减小装置的尺寸。因此，不 使用浮点而是使用定点MCU(微控制器单元)。具体地讲，广泛使用16位 计算单元。如图17所示，在16位定点方法中，符号位"S"设置在最高有效位 中，用剩余的15位来表示数。由于16位仅表示"-32768"到"+32768"， 所以不能用符号表示例如上述50，000的数。作为对这种定点方法中的位数进行扩展的方法，Q格式方法是公知 的。如图18所示，例如在Q2格式的情况下，高2位用于整数，低14位 用于小数。在Q-1格式的情况下，小数点的位置被设置为负l LSB(最低 有效位)，从而扩展了位数，将数表示为16位。在这种情况下，不能表示 小数点上的那一位。如果将这种扩展位数的常规方法应用到上述二自由度观测器上，则 由于小数点的位置被设置为负，所以观测位置和估计位置的精度下降。 例如，如果小数点的位置是负1LSB，则小数点上的低l位被四舍五入。这劣化了计算精度，并且位置控制中的寻道电流的波动增大，尤其 是在加速时间段，并且寻道电流流动不平稳，这导致谐振和噪声。随着 将来记录密度进一步增大且轨道数量增加，这种影响变得日益严重。发明内容根据上述观点，本发明的目的是提供一种二自由度位置控制方法、 二自由度位置控制装置和介质存储装置，其中，即使使用定点型处理器， 也可以提高二自由度控制中的计算精度。
本发明的另 一 目的是提供一种二自由度位置控制方法、二自由度位 置控制装置和介质存储装置，其中，即使使用定点型处理器来执行二自 由度控制也能实现平稳的位置控制。本发明的再一 目的是提供一种二自由度位置控制方法、二自由度位 置控制装置和介质存储装置，其中，即使使用定点型处理器来执行二自 由度控制也能防止噪声的产生。本发明的又一目的是提供一种使用廉价的定点型处理器来实现高精 度位置控制的二自由度位置控制方法、二自由度位置控制装置和介质存 储装置。为了实现这些目的，根据本发明的用于通过致动器将对象的位置控 制到目标位置的位置控制方法包括以下步骤生成到目标位置的目标位 置轨迹；基于所述对象的目标位置和所述对象的当前位置计算出位置误 差；以及利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹 而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基准轨 迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系 统计算出对于所述致动器的输出值。根据本发明的介质存储装置具有:读写头，用于至少在存储介质上读取数据；致动器，用于将所述读写头定位到所述存储介质的预定位置 上；以及控制单元，用于生成到所述目标位置的目标位置轨迹，基于对 象的目标位置和所述对象的当前位置计算出位置误差，以及利用从目标 位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的所述目标位 置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置 误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致 动器的输出值。.根据本发明的用于通过致动器将对象的位置控制到目标位置的位置 控制装置包括生成块，用于生成到目标位置的目标位置轨迹；误差计 算块，用于基于所述对象的目标位置和所述对象的当前位置计算出位置 误差；以及控制单元，用于利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位 置轨迹的基准轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差
中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器 的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。优选的是，本发明还包括以下步骤将使用所述观测器的所述二自 由度控制系统所保持的估计位置校正为所述基准轨迹的相对值。另外优选的是，本发明还包括以下步骤利用对于所述基准轨迹的 所述目标位置轨迹计算出对于所述致动器的输出值。另外优选的是，所述输出值计算步骤还包括以下步骤对于每个采 样，利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得 到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基准轨迹而 得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计 算出对于所述致动器的输出值。在本发明中，另外优选的是，所述输出值计算步骤还包括以下步骤 通过从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹来确定所 述目标位置轨迹的相对值；通过从位置误差中减去所述基准轨迹来确定 所述位置误差的相对值；以及利用所述目标位置轨迹的所述相对值和所 述位置误差的所述相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出 对于所述致动器的输出值。在本发明中，另外优选的是，计算所述位置误差的所述步骤还包括 以下步骤计算从用于至少读取存储介质的数据的读写头的输出获得的 当前位置与用于驱动所述致动器并将所述读写头移动到所述存储介质上 的预定位置的目标位置之间的位置误差。在本发明中，另外优选的是，所述输出值计算步骤还包括以下步骤 利用在采样时刻从所述目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基 准轨迹而得到的第一目标位置轨迹的相对值、在采样时刻+0.5釆样时刻 从目标位置轨迹中减去所述基准轨迹而得到的第二目标位置轨迹的相对 值，以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对 值，通过使用多速率控制观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致 动器的输出值。对于使用观测器的二自由度控制系统的输入，因为使用了相对值而
不必处理绝对值，所以观测器的状态变量保持与基准位置的相对距离就 已经足够，并且与保持绝对距离的情况相比，值变化的范围较小。因此， 即使使用了定点方法，也可以增加小数点的有效位数，并且可以提高计 算精度。结果，在加速时间段内，控制电流变得平稳并且可以防止谐振 和噪声的产生；在恒速时间段和减速时间段内，可以防止残余振动的产 生，并且可以减少寻道时间。


图1是描述根据本发明实施例的介质存储装置的框图；图2是描述图1中的盘的位置信号的图；图3是描述图2中的位置信号的细节的图；图4是描述根据本发明实施例的寻道控制的过渡(transition)的图；图5是描述根据本发明第一实施例的二自由度控制系统的框图；图6是描述图5中的目标位置轨迹和基准轨迹的图；图7是描述图5中的二自由度控制的当前观测器的框图；图8是描述图7中的当前观测器的工作顺序的图；图9是描述根据本发明第二实施例的二自由度控制系统的框图；图10是描述根据本发明第三实施例的二自由度控制系统的框图；图11是描述图10中的目标位置轨迹的图；图12是描述图10中的多速率控制的图；图13是描述图10中的多速率控制的当前观测器的框图；图14是描述根据本发明第四实施例的二自由度控制系统的框图；图15是描述现有技术的二自由度控制的框图；图16是描述图15中的目标位置轨迹的图；图17是描述处理器的定点的图；而图18是描述处理器的定点方法的Q格式的图。
具体实施方式
下面将按照介质存储装置、二自由度位置控制系统的第一实施例、
二自由度当前观测器(current observer)、 二自由度位置控制系统的第二 实施例、第三实施例、多速率控制当前观测器、二自由度位置控制系统 的第四实施例和其他实施例的顺序来描述本发明的实施例，但是本发明 并不限于这些实施例。 介质存储装置图1是描述根据本发明实施例的介质存储装置的框图，图2是描述 图1中的磁盘的位置信号的排布的图，图3是描述图1和图2中的磁盘 的位置信号的图，图4是描述寻道控制的控制过渡的图。图1示出了作为介质存储装置的磁盘装置。如图1所示，作为磁存 储介质的磁盘4安装在主轴马达5的旋转轴2上。主轴马达5使磁盘4 旋转。致动器(VCM)1在端部具有磁头3，并且在磁盘4的半径方向上移 动磁头3。致动器1由音圈马达(VCM)构成，音圈马达以旋转轴为中心进行旋 转。在图1中，磁盘装置上安装有两个磁盘4，四个磁头3由同一致动器 1同时驱动。磁头3具有读取元件和写入元件。磁头3由读取元件和写入元件构 成，读取元件包括叠置在滑块上的磁阻(MR)元件，写入元件包括叠置在 写入元件上的写入线圈。位置检测电路7将磁头3读取的位置信号(模拟信号)转换为数字信 号。读/写(R/W)电路10控制磁头3的读和写。主轴马达(SPM)驱动电路8 驱动主轴马达5。音圈马达(VCM)驱动电路6向音圈马达(VCM)l提供驱 动电流，并驱动VCM1。微控制器(MCU)14根据来自位置检测电路7的数字位置信号来检测 (解调)当前位置，并且根据检测到的当前位置与目标位置之间的误差来计 算VCM驱动命令值。换言之，微控制器14执行位置解调和伺服控制(当 前观测器控制)，所述伺服控制包括将在图5及以后描述的扰动抑制。只 读存储器(ROM)13存储有MCU14的控制程序。随机存取存储器(RAM)12 存储有MCU 14进行处理所用的数据。硬盘控制器(HDC)ll根据伺服信号的扇区号来判断一条轨道中的位
置，并且记录/再现数据。用于缓冲器的随机存取存储器(RAM)15临时存 储读取数据或写入数据。HDC 11通过接口 IF，例如USB(通用串行总线)、 ATA或SCSI(小型计算机系统接口)与主机进行通信。总线9连接这些组 成元件。如图2所示，在磁盘4上，伺服信号(位置信号)16从外圆周向内圆 周以相等间隔排布在圆周方向上的每个轨道上。每个轨道都有多个扇区， 图2中的实线表示记录了伺服信号16的位置。如图3所示，位置信号由 伺服标记ServoMark、轨道号GrayCode、索引Index和偏移信息(伺服脉 冲)PosA、 PosB、 PosC和PosD构成。图3中的虚线示出了轨道中心。图3中的位置信号由读写头3读取，利用轨道号GmyCode和偏移信 息PosA、 PosB、 PosC和PosD来检测磁头在半径方向上的位置。另夕卜， 根据索引信号Index来获取磁头在圆周方向上的位置。例如，将检测到索引信号时的扇区号设置为第0号，每次检测到伺 服信号时将扇区号累加，从而获取轨道的每个扇区的扇区号。在记录/再 现数据时，伺服信号的扇区号用作基准。 一个轨道中有一个索引信号。 可以设置扇区号来代替索引信号。图1中的MCU 14通过位置检测电路7来确定致动器1的位置，执 行伺服计算，并且向VCM1供应合适的电流。换言之，如图4所示，在 寻道控制中，通过从粗略控制、稳定控制(settlingcontrol)到跟踪控制的过 渡，将头移动到目标位置。对于所有这些控制，必须检测头的当前位置。为了如此确认位置，要预先将伺服信号记录在磁盘上，如图2中所 示。换言之，图3示出了指示伺服信号的起始位置的伺服标记、指示 轨道号的格雷码、索引信号以及指示偏移的信号PosA至PosD。磁头读 取这些信号，位置检测电路7将这些伺服信号转换为数字值。MCU 14 具有定点型处理器(在这种情况下是16位的)。二自由度位置控制系统的第一实施例图5是描述本发明的位置控制系统的第一实施例的框图，图6是描 述其运转的图。图5示出了使用由图1中的MCU 14执行的当前观测器的二自由度 位置控制系统。如图5所示，设置目标位置(目标柱面)7>，寻道控制开始。 寻道距离计算块20计算目标位置7>与当前位置之间的差，以获取寻道距离heeh目标轨迹生成块22根据寻道距离生成目标位置轨迹r(n)。如 图6所示，目标轨迹K")是根据寻道距离丄"^:的每个采样的目标位置的 轨迹。基准轨迹生成块24生成基准位置轨迹Pk^e(")，基准位置轨迹 尸kwe(w)跟随目标位置轨迹KW而改变。例如，如图6所示，生成值比目 标位置轨迹K")小了预定值的轨迹作为基准位置轨迹i^we(^7)。肯定地 是，可以生成值比目标位置轨迹K")大了预定值的轨迹作为基准位置轨迹二自由度控制器26由图7中示出的当前观测器构成。第一计算单元 32从目标位置轨迹r(")中减去基准位置轨迹尸6a^(n)，以确定到控制器 26的目标位置轨迹W(")。位置误差计算单元30从受控对象28(1 ， 3)的观测位置X力中减去目 标位置7>，以计算位置误差乂")。第二计算单元34从位置误差少(")中减 去基准位置轨迹尸6we(")，以确定到控制器26的位置误差><")。延迟块36将当前采样的基准位置轨迹Pk^(")延迟一个采样。第三 计算单元38向控制器26的估计位置x("+l)上添加在从前一采样的基准 位置轨迹尸kwe(n-l)中减去当前采样的基准位置轨迹尸kwe(力而得到的 值，从而对控制器26的下一采样的估计位置x("+l)进行校正。换言之，控制器26的输入咖)和乂")是其基准分别为每个采样时刻 的基准位置Pk^(")的相对值W(")和W(")。由于该基准是基准位置，所 以下一采样的估计位置x(n+l)被校正了该基准位置的变化量。换言之， 对于每个采样，估计位置x("+l)被校正了从前一采样的基准位置轨迹 尸k^咖-l)中减去基准位置轨迹外we(")而得到的值。该基准位置根据目 标位置轨迹r(w)的改变而改变。这样，将相对值用作控制器26的输入，控制器26不必处理绝对值， 所以构成控制器26的观测器的状态变量保持与基准位置的相对距离就足
够了。因此，与保持绝对距离的情况相比，值变化的范围较小。结果， 即使使用定点方法，也可以将小数点设置在正1位或者正2位的位置， 从而能够提高计算精度。例如，有一种根据位置误差来改变小数点位置的方法。当使用这种 方法时，在位置误差大的加速时间段内，将小数点位置设置在正1位或者正2位(Q2格式)，于是，在图4中的加速时间段内，可以较之传统Q-2 格式以16倍的精确度计算出输出电流。因此，加速时间段内的控制电流 变得平稳，可以防止谐振和噪声的产生。在位置误差变小的恒速时间段和减速时间段内，将小数点位置设置 在正7位或者正8位(Q8格式)，于是，在图4中的恒速和减速时间段内， 可以较之现有技术以16倍的精确度计算出输出电流。因此，在恒速时间 段和减速时间段内，可以防止残余振动的产生，并且可以减少寻道时间。另外，在图5中的结构由一个16位处理器来构造的情况下，如果除 了控制器26之外以双倍精确度进行计算，则可以提高控制器26的输入 的精度。在这种情况下，处理矩阵的控制器26的当前观测器的计算承担 了很大的计算负荷，但是由于不处理矩阵，所以除了控制器26之外的计 算承担了很小的计算负荷。因此，即使除了控制器26之外的计算以双倍 精确度进行计算，对输出延迟的影响还是小。在仅控制器26由专用处理器来构造的情况下，可以由除了控制器之 外以双倍精确度来进行计算的另一处理器(例如，图1中的MCU 14或者 HDC 11的处理器)来防止输出延迟。二自由度控制当前观测器下面将描述构成控制器26的当前观测器。磁盘装置的致动器是旋转 型的。然而，可以将其转换并且表示为表达式(l)中所示的线性致动器的 状态方程。这里，";c"是位置(m)， "v"是速率(m/s)， "是电流(安培)， W是力常数(N/m)， "m"是等效质量(kg)， "M"是输出，"/'是拉普拉斯 算子。当采样周期是r(s)，电流的最大值是/"安培)，轨道宽度是丄P(m/轨道)，并且位置的单位被转换为轨道，速率的单位被转换为轨道/采样，电流的单位被转换为/^^= "1"时，并且表达式(l)被表示为数字状态方 程时，得到以下表达式(2)。'jc(w + 1)'1 1V￡〃1Jw(")…(2)、v(" + l" 、0 l人v("V w丄p现在，为了估计稳态偏置，假设以下表达式(3)，其中稳态偏置为常 这里，、"是拉普拉斯算子。 ^-0 …(3)将表达式(3)转换至数字空间，得到以下表达式(4)。
+1)=6(>2) '..(4)作为扰动模型，设置以下表达式(5)的二次表达式的特性。. 1 + 2gmy +必2(5)将表达式(5)的扰动模型的模拟状态方程表示为以下表达式(6)。、c^广0 -必 、cy — 2;g^Yd(6)将该表达式(6)转换至数字空间，得到以下表达式(7)( 1(" + 1)、乂^21滅2八".(7>如果将表达式(2)、表达式(4)和表达式(7)整合为扩展模型，则得到以 下表达式(8)。这里包括了表达式(4)中的稳态偏置和表达式(7)中被表示为 二次表达式的扰动。<formula>formula see original document page 16</formula>".(8)将包括表达式(8)中的致动器模型和一个或多个扰动模型在内的扩展 模型简化并表示为以下表达式(9)。^T(>7 + 1) = J.X(") + B.w(") (9)X")-c-x(")表达式(9)是其中将矩阵表示为;^+i)、 z(w、丄s和c而简化的表达式(8)。根据表达式(9)，断定的观测器被表示为表达式(IO)。 ^(" + l)".义(")+ "(") +丄'(y(")-C.X(")) (10)w(") = -_F.Jf(") …该表达式是模拟控制观测器直接转换为数字表达式的表达式。丄是 状态估计增益，由四个状态估计增益，即，位置、速率、偏置和扰动(由 于存在两个扰动，所以在表达式(8)的情况下为五个状态估计增益)构成。 F是反馈增益，由五个反馈增益构成。在该表达式中，观测位置y(")没有反映到当前采样的电流输出"(") 中。换言之，由于这是估计的观测器形式，所以响应延迟了一个釆样。 为了补偿一个采样的延迟，通常使用当前观测器。当前观测器用表达式(ll) 表示。这里，j(")是当前采样的观测位置。<formula>formula see original document page 17</formula>这样，就构造出了在采样中执行一次计算并且改变一次驱动电流的 当前观测器。接着，通过该当前观测器，考虑到输出延迟来确定当前观测器的结构。如图8所示，按照与表达式(10)相同的方式确定出从采样时刻n延迟(提前)了时间:w的时刻处的状态变量7，于是状态变量义表示为以下表达式(12)。jr("+7^/r)-A/.^(") + 5^'M("—1)…(12)如果将表达式(12)表示为致动器的模型，就像表达式(2)—样，则该 表达式被表示为表达式(13)。在表达式(13)中，通过用采样周期r除7H， 而将时间单位T^转换为采样数w。<formula>formula see original document page 17</formula>,n …(13)始终为常数的稳态偏置"6"由以下表达式(14)给出。一+ra/:r)《")...(14)可以根据表达式(7)按照与表达式(12)和表达式(13)相同的方式来变 换其他扰动模型。使用z变换来进行这种变换。如果将当前观测器的上 述表达式(ll)和以上表达式进行组合，就可以构造出以下表达式(15)。<formula>formula see original document page 17</formula>在表达式(15)中，l(")是当前采样"的估计状态，屈("+ra/7)是比当 前采样w提前了 的估计状态。 采样"的估计状态屈(力和前一采样的输出值"("-l)来计算考虑了延迟提 前了时间7^的状态^("+7^/7)。这里，为了估计下一采样的状态，通常利用当前采样的输出"(m)， 如表达式(ll)中所示，但是在这种一个采样发生一次输出的单一速率控制 的采样中，不在釆样时间点处计算W(")。因此，利用己经计算出的前一釆样的输出"O-l)，并计算提前了时间W的状态^2(w+7^/T)。根据所计 算的提前了时间W的状态1("+7^T)，来计算当前釆样"的输出m(")。对于下一采样的估计状态W(w+l)，与表达式(ll)不同，将W(")和 用于表达式(15)。这里，通过以下表达式(16)给出表达式(15)的估计状态 j^("+l)的位置x(w+l)和速率v("+l)。<formula>formula see original document page 18</formula>..(16〉表达式(16)的"(")的系数是表达式(15)的万l，表达式(16)的w("-l)的 系数是表达式(15)的S2。将二自由度控制的前馈加入表达式(16)中，得到表达式(17)。<formula>formula see original document page 18</formula>(17)换言之，与表达式(15)相比，向j^("+7W/7)的计算中添加了前馈项(cAr k"))。表达式(i7)中的矩阵c和cAr(c的置换)由以下表达式(is)和(19)给出。<formula>formula see original document page 18</formula><formula>formula see original document page 19</formula>在这种情况下，根据传统二自由度控制的表达式，前馈项被直接添 加到输出"(")的计算表达式中。然而，如果使用该表达式，则在不同的采样时间点从^2(w+ra/j)中减去(CAr，咖))，这样造成计算顺序复杂化 且高速计算困难。另外，状态估计顺序发生变化，从而保持整个系统的 稳定性会变得困难。因此，在同一采样时间点将前馈项(CAr，Kw))添加到^(")中，并计算提前状态的屈07+7^/J)。通过用表达式(n)中的第二个表达式代入第三个表达式来简化表达 式(n)，于是得到以下表达式(20)。<formula>formula see original document page 19</formula>图7是用方框来表示表达式(20)的框图。如图7所示，获取当前采样 w的观测位置(其基准是图5中的计算单元的基准位置轨迹的位置误 差)y《")，并在计算块52中计算在前一釆样中估计的当前采样的预测位 置C，^(")与观测位置"(")之间的差，并生成估计位置误差er["]。在乘法块54中，用估计增益丄乘以该估计位置误差^M，从而生成校正值。 在加法块56中，对该校正值和当前釆样的估计状态^["](例如，预测位置和预测速率)进行相加。这样，就生成了表达式(20)的当前采样的估计状态KXK例如，估计位置和估计速率)。在该二自由度控制中，在加法块60中计算估计状态(位置，07)和目标位置轨迹(其基准是图5中的计算单元32的基准位置轨迹)W(n)之间的差值，将结果在乘法块62中乘以系数矩阵-F，Ad。另一方面，在乘法块66中，用系数矩阵-F"Bd乘以输出M()2-l)，将该结果和乘法块62的结果在加法块68中相加，从而基于提前了时间的状态1("+7^7)得到表 达式(20)的第二个表达式的输出值w(")。另一方面，基于当前采样的估计状态^(w)、输出值"(")和经延迟块 64延迟了的前一采样的输出值"("-1)，在乘法块70、 72、 74和加法块76 中计算下一采样0+l)的估计状态W("+l)，如表达式(20)中的第三个表达 式所示。在延迟块78中，对下一采样("+l)的估计状态J^(w+l)进行延迟，在 乘法块50中，用表达式(18)中的矩阵C乘以延迟块78的输出，从而计算 出当前采样的估计位置x(")。另外，如图5中所述，在加法块76中，用从前一采样的基准位置轨 迹i^^("-l)中减去当前采样的基准位置轨迹尸kwe(")而得到的值对下一 采样的估计状态^0+l)的估计位置x(n+l)进行校正。在本例中，在用于防止超限的二自由度控制系统中，考虑到二自由 度控制的输出的延迟(驱动放大器、D/A转换器等的计算延迟和硬件延迟) 来计算相对于采样时间点提前了一延迟量的时刻7V/处的估计状态，并且 根据该估计状态来计算输出，所以即使在从釆样时间点开始的计算过程 中发生了状态改变，也可以防止输出延迟的影响，因此高精度位置控制 成为可能，并且可以防止超限。另外，由于二自由度控制项是在同一采样时刻计算的，所以可以防 止计算顺序变得复杂，并且可以高速地进行计算。另外，可以保持状态 估计顺序，所以可以维持整个系统的稳定性。二自由度位置控制系统的第二实施例图9是描述本发明的位置控制系统的第二实施例的框图，示出了使 用由图1中的MCU 14执行的当前观测器的二自由度控制系统。在图9 中，用相同的标号来表示与图5中相同的组成要素。如图9所示，设置目标位置(目标柱面)7>，寻道控制开始。寻道距离 计算块20计算目标位置2>与当前位置之间的差，以获取寻道距离Z^A。目标轨迹生成块22根据寻道距离生成目标位置轨迹r(n)。如 图6所示，目标轨迹KW是根据寻道距离丄"A的每个采样的目标位置的轨迹。二自由度控制器26由图7中所示的当前观测器构成。第一计算单元32从目标位置轨迹r(w)中减去目标位置轨迹K")，以确定到控制器26的 目标位置轨迹喊")。换言之，到控制器26的目标位置轨迹喊w)是"0"。位置误差计算单元30从受控对象28(1， 3)的观测位置y(w)中减去目 标位置7>，以计算位置误差少(")。第二计算单元34从位置误差;K")中减 去目标位置轨迹以确定到控制器26的位置误差:^(")。延迟块36将当前釆样的目标位置轨迹r(n)延迟一个采样。第三计算 单元38向控制器26的估计位置x(w+l)添加从前一采样的目标位置轨迹 咖-l)中减去当前采样的目标位置轨迹咖)而得到的值，从而对控制器26 的下一采样的估计位置x(w+l)进行校正。换言之，控制器26的输入K")和乂")是其基准分别为每个采样时刻 的目标位置轨迹的相对值W(")和y《w)。由于该基准是目标位置轨迹，所以下一采样的估计位置x(w+l)被校正了目标位置轨迹的变化量。换言之， 对于每个采样，估计位置x(w+l)被校正了从前一采样的目标位置轨迹K"-l)中减去当前采样的目标位置轨迹咖)而得到的值。就像图5—样，该基准位置是目标位置轨迹，并根据目标位置轨迹 r(")的改变而改变。这样，即使基准位置是目标位置轨迹，也可以将相对值用作控制器 26的输入，从而控制器26不必处理绝对值，所以构成控制器26的观测 器的状态变量保持与基准位置的相对距离就足够了。因此，与保持绝对 距离的情况相比，值变化的范围较小。结果，即使使用定点方法，也可 以将小数点设置在正1位或者正2位的位置上，从而能够提高计算精度。另外，不必生成图5中的基准位置轨迹，所以本实施例可以更容易 地执行且计算负荷较小。位置控制系统的第三实施例图IO是描述本发明的二自由度位置控制系统的第三实施例的框图， 图11是描述其目标位置轨迹的图，图12是多速率控制的运行顺序图。
图10至图12示出了使用双倍(double)多速率控制的二自由度控制系统的 结构。在图10中，用相同的标号来表示与图5和图9中相同的组成要素。 如图12中所示，多速率控制在一个采样中使电流改变两次或者三 次。改变两次的被称作"双倍多速率结构"，改变三次的被称作"三倍多 速率结构"。如图IO中的双倍多速率结构所示，设置目标位置(目标柱面)7>，寻 道控制开始。寻道距离计算块20计算目标位置7>与当前位置之间的差， 从而获取寻道距离丄wW。目标轨迹生成块22-l根据寻道距离heA针对每个采样，生成采样 "的目标轨迹咖)和采样O+0.5)的目标轨迹K"+0.5)。例如，如图11所示， 目标轨迹r(")是根据寻道距离丄化A的每个采样的目标位置的轨迹， 咖+0.5)是比咖)提前了 0.5个采样的时刻处的目标位置轨迹。二自由度控制器26-l由图13中示出的多速率控制当前观测器构成。 第一计算单元32-1从目标位置轨迹K")中减去目标位置轨迹K")，以确 定到控制器26-l的目标位置轨迹W(")。换言之，到控制器26-l的目标 位置轨迹W(")是"0"。第四计算单元32-2从目标位置轨迹咖+0.5)中减去目标位置轨迹 K")，以确定到控制器26-l的目标位置轨迹喊"+0.5)。换言之，到控制 器26-1的目标位置轨迹喊"+0.5)是基准为目标位置轨迹K")的位置轨迹。位置误差计算单元30从受控对象28(1 ， 3)的观测位置少(")中减去目 标位置2>，以计算位置误差乂")。第二计算单元34从位置误差乂")中减 去目标位置轨迹K")，以确定到控制器26-l的位置误差j^(w)。延迟块36将当前采样的目标位置轨迹r(")延迟一个采样。第三计算 单元38向控制器26-l的估计位置x("+l)添加从前一采样的目标位置轨迹K&l)中减去当前釆样的目标位置轨迹K")而得到的值，从而对控制器 26-1的下一采样的估计位置:c("+l)进行校正。换言之，多速率控制器26-l的输入r(")、咖+0.5)和X")是基准分别 为每个采样时刻的目标位置轨迹的相对值W(")、喊"+0.5)和y《")。由于 该基准是目标位置轨迹，所以下一采样的估计位置x("+l)被校正了目标
位置轨迹的变化量。换言之，对于每个釆样，估计位置x("+l)被校正了 从前一采样的目标位置轨迹咖-l)中减去当前采样的目标位置轨迹咖)而 得到的值。就像图5中的情况一样，该基准位置是目标位置轨迹K")本身，并根据目标位置轨迹《w)的改变而改变。这样，即使基准位置是目标位置轨迹，也可以将相对值用作控制器26-1的输入，从而控制器26-l不必处理绝对值，所以构成控制器26-l的观测器的状态变量保持与基准位置的相对距离就足够了。因此，与处理 绝对距离的情况相比，值变化的范围较小。结果，即使使用定点方法，也可以将小数点设置在正1位或者正2位的位置，从而能够提高计算精 度。另外，不必生成图5中的基准位置轨迹，所以本实施例可以更容易 地执行且计算负荷较小。多速率控制当前观测器下面将描述图10中的多速率控制当前观测器。如图12所示，该多 速率控制具有用于以单速率来估计状态的单速率状态估计和用于以多速 率来估计状态的多速率状态估计。在这两种情况下，在一个采样中都按 照m(X)和w("+0.5)计算并改变电流两次。首先将描述单速率状态估计的多速率控制。在多速率控制中，电流 输出值在一个采样中被输出为w(")和w(n+0.5)。因此，基本上计算了两次 表达式(17)。换言之，执行以下表达式(21)和(22)。辟)=,)+ 一 C.,)) ， 屈0 +/r) = (屈(")—C7".万".w(" — 0.5) + 5d2.w(" — 1)J^(w + 0.5) = /4.屈(")+ 51 k(") + 52'"(" - 0.5) + 53. w(w — 1)…(21)
<formula>formula see original document page 24</formula>换言之，首先计算表达式(21)，以计算输出M(")和下—状态^("+0.5)。 表达式(21)与表达式(17)基本相同，只是将w("-l)和0.5)用于计算 1(w+ V/J)和^("+0.5)，因为电流在一个采样中改变了两次。如表达式(22)所示，假设采样("+0.5)的估计状态1("+0.5)为表达式 (21)中的估计状态;》("+0.5)，利用目标轨迹rO+0.5)来计算输出w("+0.5) 和下一状态力0+l)，就像表达式(21)的情况一样。这里，表达式(21)和表达式(22)中的系数S1、 S2和S3取决于添加了 延迟的W与772(="+0.5)的比较，如果7V/<772，则通过以下表达式(23) 来确定。<formula>formula see original document page 24</formula>另一方面，如果772<7^<7，则通过以下表达式(24)来确定系数万1、 52和53。<formula>formula see original document page 24</formula>换言之，表达式(23)和(24)中的w(")的系数是表达式(21)和(22)的31， M(n-0.5)的系数是52，而<"-1)的系数是万3。因此，如果7^<772，则系 数B3是"0"，而如果772〈2U则51是"0"。下面将描述多速率状态估计的多速率控制。同样，在多速率控制中， 在一个采样中输出电流输出值w(")和t^7+0.5)。因此，在多速率状态估计 中，同样基本上计算了两次表达式(17)。换言之，执行以下表达式(25)和 (26)。<formula>formula see original document page 25</formula>
...(25)<formula>formula see original document page 25</formula>…(26)首先，为了计算输出w(w)和下一状态1("+0.5)，计算表达式(25)。 该表达式(25)与表达式(17)基本相同，只是因为电流在一个采样中改变两 次，所以将w("-l)和w("-0.5)用于计算J^("+W/7)和W("+0.5)。用 (y(")-C l("))来单独计算估计位置误差e(w)。如表达式(26)所示，通过用丄2乘以表达式(25)中的e(n)而得到的值 将采样("+0.5)的估计状态^ 7("+0.5)校正为表达式(25)中的估计状态 ^K壯0.5)。另外，利用目标轨迹咖+0.5)来计算输出w("+0.5)和下一状态 J^O+l),就像表达式(25)—样。这里，表达式(25)和表达式(26)中的系数51、 和S3取决于添加了 延迟的W与772(i+0.5)的比较，如果7^<772，则用表达式(23)来确定， 如果2/7^7W，则用表达式(24)来确定。如表达式(26)中所示，与表达式(21)和表达式(22)中的单速率状态估 计的区别在于，通过用丄2乘以表达式(25)中e(")而得到的值将采样("+0.5) 的估计状态1("+0.5)校正为表达式(25)中的估计状态Z&("+0.5)。这样， 与第一次相同，多速率状态估计用在采样时刻观测到的位置误差来校正 第二估计状态。如果将表达式(25)和表达式(26)中的K)7+ra/7)和^7("+0.5+7^/:O代 入表达式(25)和表达式(26)中的其他表达式，则可以将表达式(25)和表达 式(26)变换为以下表达式(27)。<formula>formula see original document page 26</formula>)在表达式(27)中，表达式(25)的^z("+ra/7)被整合到表达式(26)的w(w) 的计算中，表达式(26)的1("+0.5+ra/7)被整合到表达式(26)的w("+0.5) 的计算中。随着表达式数量的减少，计算时间自然地减少，从而响应变 得更快。当表达式(27)中的12是"0"时，表示在表达式(21)和表达式(22)中 描述的单速率状态估计表达式；当丄2不是"0"时，表示多速率状态估 计表达式。图13是用方框表示表达式(27)的框图。图13中的结构基本上是串联 连接的两个图7中结构。如图13所示，加载当前采样n的观测位置(相对 于图10中的误差计算单元34的位置误差W")，在计算块52-1中计算在 前一采样中估计的当前采样的预测位置C ，J^(")与观测位置;^(")之间的 差，从而生成估计位置误差w["]。在乘法块54-l中，用估计增益"乘以该估计位置误差w[w]，以生成校正值。在加法块66-l中，对该校正值和当前采样中的估计状态^M(例如， 预测位置和预测速率)进行相加。这样，就生成了表达式(27)中的当前采 样的估计状态^("X例如，估计位置和估计速率)。在该二自由度控制中，在加法块60-1中计算估计状态(位置)^(w)与 目标位置轨迹W(")之间的差值，并将该结果在乘法块62-1中乘以系数矩 阵-F Ad。另一方面，将输出w("-l)在乘法块66-la中乘以系数矩阵-F 6d2， 将输出"(>2-0.5)在乘法块66-16中乘以系数矩阵-F Bdl。在加法块68-1 中，将三个乘法块62-l、 66-la和66-16的输出相加，得到表达式(27)中 的第三个表达式的输出值《")。另一方面，通过在加法块76-l按照表达式(27)中的第四个表达式对
以下值进行相加来计算("+0.5)的下一估计状态^b("+0.5):在乘法块70-1 中用系数矩阵^乘以当前采样的估计状态l(")而得到的值；在乘法块74-1中用系数矩阵m乘以输出值咖)而得到的值；在乘法块72-la中用 系数矩阵52乘以输出值w("-0.5)而得到的值；以及在乘法块72-16中用 系数矩阵沼乘以在延迟块64-1中延迟了的前一采样的输出值w("-l)而得 到的值。接着，在乘法块54-2中用估计增益丄2乘以在计算块52-1中计算出 的估计位置误差^[ ]，从而生成校正值。在加法块66-2中，对该校正值 和当前采样的估计状态W["+0.5](例如，预测位置和预测速率)进行相加。 这样，就生成了表达式(27)的当前采样的估计状态l("+0.5)(例如，估计 位置和估计速率)。在多速率控制中，在加法块60-2中计算估计状态(位置)^O+0.5)与 目标位置轨迹W("+0.5)之间的差值，将结果在乘法块62-2中乘以系数矩 阵-F Ad。另一方面，在乘法块66-2。中用系数矩阵-F *Bd2乘以输出M("-0.5)， 在乘法块66-26中用系数矩阵-F Bdl乘以输出w(")。在加法块68-2中 将三个乘法块62-2、 66-2a和66-26的输出相加，得到表达式(27)的第六 个表达式的输出值w("+0.5)。另一方面，通过在加法块76-2中按照表达式(27)中的第七个表达式 对以下值进行相加来计算("+l)的下一估计状态^(n+l):在乘法块70-2 中用系数矩阵^乘以当前采样的估计状态^("+0.5)而得到的值；在乘法 块74-2中用系数矩阵S1乘以输出值w()7+0.5)而得到的值;在乘法块72-2" 中用系数矩阵乘以输出值咖)而得到的值；以及在乘法块72-26中用 系数矩阵S3乘以在延迟块64-2中延迟了的前一采样的输出w("-0.5)而得 到的值。在延迟块78中，对下一采样(w+l)的估计状态;^Oz+l)进行延迟，在 乘法块50-l中，用C乘以延迟块78的输出，从而计算出当前采样的估 计位置x(")。另外，如图IO中所示，在加法块76-2中，用从前一采样的目标位
置轨迹K"-i)中减去当前采样的目标位置轨迹r(n)而得到的值对加法块76-2中的下一采样的估计状态力02+l)的估计位置X("+l)进行校正。这样，在用于防止超限的二自由度控制系统中，考虑到二自由度控制的输出的延迟(驱动放大器、D/A转换器等的计算延迟和硬件延迟)来计 算相对于采样时间点提前了一延迟量的时刻7W处的估计状态，并且根据 该估计状态来计算输出，所以即使状态在从采样时间点开始的计算过程 中发生改变，也可防止输出延迟的影响，从而可以进行高精度的位置控 制，并可以防止超限。此外，因为二自由度控制项是在相同的采样时刻计算的，所以可以 防止计算顺序变得复杂，从而可以高速进行计算。此外，可以保持状态 估计顺序，因而可以保持整个系统的稳定性。结果，可以容易地构造出 多速率控制观测器。在图13的块中，如果将乘法块54-2中的丄2设置为"0"，则变成单 速率状态估计的结构，所以图13的结构既可用于单速率状态估计也可用 于多速率状态估计。位置控制系统的第四实施例图14是描述本发明的二自由度位置控制系统的第四实施例的框图。 图14示出了使用双倍多速率控制的二自由度控制系统的结构。在图14 中，用相同的标号表示与图5、图9和图IO中相同的组成要素。在该多速率控制中，基准轨迹是咖+0.5)。如图14中的双倍多速率 结构所示，设置目标位置(目标柱面)7>，寻道控制开始。寻道距离计算块 20计算目标位置7>与当前位置之间的差，从而获取寻道距离Z^eeA:。目标轨迹生成块22-1根据寻道距离Z^A，针对每个采样生成采样" 的目标轨迹^0和采样O+0.5)的目标轨迹咖+0.5)。例如，如图11所示， 目标轨迹Kw)是根据寻道距离的每个采样的目标位置的轨迹， 咖+0.5)是相对于咖)提前了 0.5个采样的时刻处的目标位置轨迹。二自由度控制器26-l由图13中示出的多速率控制当前观测器构成。 第一计算单元32-1从目标位置轨迹K")中减去目标位置轨迹K"+0.5)，以 确定到控制器26-l的目标位置轨迹W(")。换言之，到控制器26-l的目标位置轨迹W(")是基准为目标轨迹""+0.5)的相对值。第四计算单元32-2从目标位置轨迹咖+0.5)中减去目标位置轨迹 咖+0.5)，以确定到控制器26-l的目标位置轨迹喊"+0.5)。换言之，到控 制器26-1的目标位置轨迹W("+0.5)是"0"，其基准是目标位置轨迹 咖+0.5)。位置误差计算单元30从受控对象28(1， 3)的观测位置7(^中减去目 标位置7>，以计算位置误差少(")。第二计算单元34从位置误差乂")中减 去目标位置轨迹K"+0.5)，以确定到控制器26-l的位置误差3^(n)。延迟块36将当前采样的目标位置轨迹咖+0.5)延迟一个采样。第三 计算单元38向控制器26-l的估计位置x("+l)添加从前一采样的目标位置 轨迹K"-0.5沖减去当前采样的目标位置轨迹r("+0.5)而得到的值，从而 对控制器26-1的下一采样的估计位置x(w+l)进行校正。换言之，多速率控制器26-l的输入r(")、 r("+0.5)和X")是基准为目 标位置轨迹K"+0.5)的相对值W(")、 r《"+0.5)和j^(")。由于该基准是目 标位置轨迹，所以下一釆样的估计位置x(w+l)被校正了目标位置轨迹的 变化量。换言之，对于每个采样，估计位置x(n+l)都被校正了从前一采 样的目标位置轨迹K"-o.5)中减去当前采样的目标位置轨迹r("+0.5)而得 到的值。就像图11中的情况一样，该基准位置是目标位置轨迹Kw+0.5)本身， 并根据目标位置轨迹r(w)的改变而改变。这样，即使基准位置是目标位置轨迹Kn+0.5)，也可以将相对值用作 控制器26-l的输入，控制器26-l不必处理绝对值，所以构成控制器26-l 的观测器的状态变量保持与基准位置的相对距离就足够了。因此，与保 持绝对距离的情况相比，值变化的范围较小。结果，即使使用定点方法， 也可以将小数点设置在正1位或者正2位的位置，从而能够提高计算精 度。另外，不必生成图5中的基准位置轨迹，所以本实施例可以更容易 地执行且计算负载较小。 其他实施例
在以上实施例中，以磁盘装置的读写头定位装置为例描述了观测器 控制，但是本发明可以应用于其他介质存储装置，例如光盘装置。虽然 考虑了扰动模型，但是本发明还可应用于不考虑扰动模型的情况。虽然使用以上实施例描述了本发明，但是可以在本发明的实质性特 征范围内以各种方式对本发明进行修改，并且不应将这些变型排除在本 发明的范围之外。对于使用观测器的二自由度控制系统的输入，使用相对值而不必处 理绝对值，所以观测器的状态变量保持与基准位置的相对距离就足够了， 因而与保持绝对距离的情况相比，值变化的范围较小。因此，即使使用 定点方法，也可以增加小数点的有效位数，从而可以提高计算精度。结 果，在加速时间段内，控制电流变得平稳并且可以防止谐振和噪声的产 生；在恒速时间段和减速时间段内，可以防止残余振动的产生，从而可 以减少寻道时间。
权利要求
1、一种通过致动器将对象的位置控制到目标位置的位置控制方法，该位置控制方法包括以下步骤生成到目标位置的目标位置轨迹；基于所述对象的目标位置和所述对象的当前位置计算出位置误差；以及利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。
2、 根据权利要求1所述的位置控制方法，所述位置控制方法还包括 以下步骤将使用所述观测器的所述二自由度控制系统所保持的估计位 置校正为相对于所述基准轨迹的相对值。
3、 根据权利要求1所述的位置控制方法，其中，所述输出值计算步 骤包括以下步骤利用对于所述基准轨迹的所述目标位置轨迹计算出对 于所述致动器的输出值。
4、 根据权利要求1所述的位置控制方法，其中，所述输出计算步骤 包括以下步骤对于每个釆样，利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目 标位置轨迹的基准轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置 误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观 测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。
5、 根据权利要求1所述的位置控制方法，其中，所述输出值计算步 骤包括以下步骤通过从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹确定 出所述目标位置轨迹的相对值；通过从位置误差中减去所述基准轨迹确定出所述位置误差的相对 值；以及利用所述目标位置轨迹的相对值和所述位置误差的相对值，通过使 用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。
6、 根据权利要求1所述的位置控制方法，其中，计算所述位置误差 的所述步骤包括以下步骤计算从用于至少读取存储介质的数据的读写 头的输出获得的当前位置与用于驱动所述致动器并将所述读写头移动到 所述存储介质上的预定位置的目标位置之间的位置误差。
7、 根据权利要求1所述的位置控制方法，其中，所述输出值计算步 骤包括以下步骤利用在采样时刻从所述目标位置轨迹中减去跟随所述 目标位置轨迹的基准轨迹而得到的第一目标位置轨迹的相对值、在所述 采样时刻+0.5采样时刻从目标位置轨迹中减去所述基准轨迹而得到的第 二目标位置轨迹的相对值，以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到 的所述位置误差的相对值，通过使用多速率控制观测器的二自由度控制 系统计算出对于所述致动器的输出值。
8、 一种介质存储装置，该介质存储装置包括 读写头，用于至少读取存储介质上的数据；致动器，用于将所述读写头定位到所述存储介质的预定位置上；以及控制单元，用于生成到所述目标位置的目标位置轨迹，基于对象的 目标位置和所述对象的当前位置计算出位置误差，以及利用从目标位置 轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的所述目标位置轨 迹的相对值以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差 的相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出对于所述致动器 的输出值。
9、 根据权利要求8所述的介质存储装置，其中，所述控制单元将使 用所述观测器的所述二自由度控制系统所保持的估计位置校正为相对于 所述基准轨迹的相对值。
10、 根据权利要求8所述的介质存储装置，其中，所述控制单元利用对于所述基准轨迹的所述目标位置轨迹计算出对于所述致动器的输出 值。
11、 根据权利要求8所述的介质存储装置，其中，所述控制单元对 于每个采样，利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准 轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基 准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控 制系统计算出对于所述致动器的输出值。
12、 根据权利要求8所述的介质存储装置，其中，所述控制单元通过从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹确定出所述目标位置轨迹的相对值；通过从位置误差中减去所述基准轨迹确定出 所述位置误差的相对值；并且利用所述巨标位置轨迹的所述相对值和所 述位置误差的所述相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出 对于所述致动器的输出值。
13、 根据权利要求11所述的介质存储装置，其中，所述控制单元利用在采样时刻从所述目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹而得到的第一目标位置轨迹的相对值、在所述采样时刻+0.5采样 时刻从目标位置轨迹中减去所述基准轨迹而得到的第二目标位置轨迹的 相对值，以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的 相对值，通过使用多速率控制观测器的二自由度控制系统计算出对于所 述致动器的输出值。
14、 根据权利要求8所述的介质存储装置，其中，所述存储介质是旋转的盘存储介质。
15、 一种通过致动器将对象的位置控制到目标位置的位置控制装置， 该位置控制装置包括生成块，用于生成到目标位置的目标位置轨迹；误差计算块，用于基于所述对象的目标位置和所述对象的当前位置 计算出位置误差；以及控制单元，用于利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹 的基准轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去 所述基准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自 由度控制系统计算出对于所述致动器的输出值。
16、 根据权利要求15所述的位置控制装置，其中，所述控制单元将 使用所述观测器的所述二自由度控制系统所保持的估计位置校正为相对 于所述基准轨迹的相对值。
17、 根据权利要求15所述的位置控制装置，其中，所述控制单元利 用对于所述基准轨迹的所述目标位置轨迹计算出对于所述致动器的输出 值。
18、 根据权利要求15所述的位置控制装置，其中，所述控制单元对于每个采样，利用从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准 轨迹而得到的所述目标位置轨迹的相对值以及从位置误差中减去所述基 准轨迹而得到的所述位置误差的相对值，通过使用观测器的二自由度控 制系统计算出对于所述致动器的输出值。
19、 根据权利要求15所述的位置控制装置，其中，所述控制单元通过从目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基准轨迹确定出所述目标位置轨迹的相对值；通过从位置误差中减去所述基准轨迹确定出 所述位置误差的相对值；并且利用所述目标位置轨迹的所述相对值和所 述位置误差的所述相对值，通过使用观测器的二自由度控制系统计算出 对于所述致动器的输出值。
20、 根据权利要求15所述的位置控制装置，其中，所述控制单元 利用在采样时刻从所述目标位置轨迹中减去跟随所述目标位置轨迹的基 准轨迹而得到的第一目标位置轨迹的相对值、在所述采样时刻+0.5采样 时刻从目标位置轨迹中减去所述基准轨迹而得到的第二目标位置轨迹的 相对值，以及从位置误差中减去所述基准轨迹而得到的所述位置误差的 相对值，通过使用多速率控制观测器的二自由度控制系统计算出对于所 述致动器的输出值。
全文摘要
本发明提供了二自由度位置控制方法、二自由度位置控制装置及介质存储装置。在基于用于执行二自由度控制的当前观测器控制的位置控制装置中，使用定点处理器来提高计算精度。对于作为使用观测器的二自由度控制系统的输出的目标位置轨迹和位置误差来讲，使用基准为基准轨迹的相对值，从而观测器的状态变量可以保持与基准位置的相对距离。与保持绝对距离的情况相比，值变化的范围较小，并且可以增加小数点的有效位数，即使使用定点方法也可以提高计算精度。结果，在加速时间段内，控制电流变得平稳因而可以防止谐振和噪声的产生，在恒速时间段和减速时间段内，可以防止残余振动的产生，因而可以减少寻道时间。
文档编号G11B21/10GK101154425SQ20071010224
公开日2008年4月2日 申请日期2007年5月8日 优先权日2006年9月28日
发明者高石和彦 申请人:富士通株式会社