专利名称：Dc－dc变换器及控制装置和方法、电源装置和电子设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于通过执行多种脉宽调制(PWM)控制中的至少一种来将输入电压变换成预定输出电压的直流—直流(DC-DC)变换器、用于控制这种DC-DC变换器的DC-DC变换器控制装置、通过这种DC-DC变换器或DC-DC变换器控制装置来变换电压的电源装置和电子设备，以及利用上述方法的DC-DC变换器的控制方法。
背景技术：
诸如移动电话或笔记本大小的个人计算机之类的便携式电子设备使用电池作为电源。然而，由于电池的输出经历诸如由于放电而引起的输出降低之类的变化，因此便携式电子设备包括DC-DC变换器，用于将电池的输出电压变换成设备中要使用的电压(例如参见日本专利申请早期公开No.10-225108(1998))。公知的用于变换电压的方法有三种降压(step-down)方法、升压(step-up)方法和升/降压方法。在降压方法中，所使用的电池具有比设备中要使用的电压高的输出电压，该输出电压通过降压DC-DC变换器被降压到设备中要使用的电压。利用此降压方法，虽然仅能输出等于或低于电池输出电压的电压，但可以实现极高的变换效率，例如90％至95％。
在升压方法中，所使用的电池具有比设备中要使用的电压低的输出电压，该输出电压通过升压DC-DC变换器被升压到设备中要使用的电压。利用此升压方法，虽然可以输出等于或高于电池输出电压的电压，但变换效率不高于80％至88％。升/降压方法用于电池输出电压升到设备中要使用电压以上和降到设备中要使用电压以下的情况，其中在输出电压低于或高于设备中要使用的电压时，通过升/降压DC-DC变换器将电池的输出电压升压或降压到设备中要使用的电压。
图1是示出了传统反激(flyback)升/降压DC-DC变换器的配置示例的电路示意图，所述DC-DC变换器使用了变压器。输入电压端Vin与作为开关电路的n型场效应晶体管1(以下称为FET 1)的输入端(漏极)连接，变压器T的初级绕组L1的输入端与FET 1的输出端(源极)连接，并且初级绕组L1的输出端与接地端连接。此外，FET 1的控制端(栅极)与控制单元2的输出端DH1连接，并由控制单元2来导通/关断。
变压器T的次级绕组L2的输入端与接地端连接，并且作为同步整流电路的FET 4的输入端(源极)与次级绕组L2的输出端连接。FET 4的输出端(漏极)与DC-DC变换器的输出电压端Vout连接，并且FET 4的控制端(栅极)与控制单元2的输出端DL1连接，并由控制单元2来导通/关断。这里，输出端DL1输出信号*Q，该信号是通过将输出端DH1的输出信号Q反相而获得的。
DC-DC变换器的输出电压端Vout经由用于进行平滑的平滑电容器C1与接地端连接，并且与控制单元2的FB端连接。控制单元2的FB端经由电阻器R1和电阻器R2的串联电路与接地端连接。电阻器R1和电阻器R2之间的节点与误差放大器ERA的反相输入端连接。此外，参考电压源e1与误差放大器ERA的正相输入端连接。误差放大器ERA的输出端与用于PWM控制的比较器PWM的正相输入端连接，并且用于输出三角波的振荡器OSC与比较器PWM的反相输入端连接。
控制单元2将通过电阻器R1和R2对DC-DC变换器的输出电压Vout进行分压而获得的电压与参考电压e1比较，并从误差放大器ERA输出对应于该差值的电压。比较器PWM将误差放大器ERA的输出电压与振荡器OSC的输出电压比较，并在误差放大器ERA的输出电压高于振荡器OSC的输出电压时输出ON信号。因此，比较器PWM的输出信号的脉宽根据误差放大器ERA的输出电压而增大或减小。
比较器PWM的输出Q被提供给FET 1，而反相输出*Q被提供给FET4。因此，当比较器PWM输出ON信号时，FET 1导通，FET 4关断。相反，当比较器PWM输出OFF信号(不输出ON信号)时，FET 1关断，FET 4导通。当FET导通时，由于输入电压Vin被施加到变压器T的初级绕组L1，因此流过初级绕组L1的电流增大。这里，由于FET 4关断，因此没有电流流过变压器T的次级绕组L2，并且能量存储在变压器T的初级绕组L1中。然后，当FET 1关断并且FET 4导通时，存储在变压器T的初级绕组L1中的能量从次级绕组L2释放到平滑电容器C1。
如上所述，当FET 1导通时(Ton)，能量存储在变压器T的初级绕组L1中，并且当FET 1关断时(Toff)，存储在初级绕组L1中的能量从次级绕组L2释放。假定初级绕组L1和次级绕组L2之间的匝数比是1∶1，则输出电压Vout由以下关系式表示。
Vout＝(Ton/Toff)×Vin因此，通过改变FET 1的导通/关断比，输出电压Vout可以比输入电压Vin更大，也可以更小。然而，由于用于存储能量的线圈L1不同于用于释放能量的线圈L2，因此存在下述问题电源变换效率例如依赖于线圈之间的耦合程度。
另一方面，图2中示出的是使用同一线圈作为用于存储能量的线圈和用于释放能量的线圈的传统升/降压DC-DC变换器。在图2中，添加了作为开关电路的FET 3和作为同步整流电路的FET 2，以便用扼流线圈L1来代替变压器T，并共享变压器T的初级绕组L1和次级绕组L2。FET 3的输入端(漏极)与扼流线圈L1的输出端连接，并且FET 3的输出端(源极)与接地端连接。与控制单元2的输出端DH1连接的FET 3的控制端(栅极)由控制单元2与FET 1同时地导通/关断。此外，FET 2的输入端(漏极)与扼流线圈L1的输入端连接，并且FET 2的输出端(源极)与接地端连接。与控制单元2的输出端DL1连接的FET 2的控制端(栅极)由控制单元2与FET 4同时地导通/关断。
当FET 1和FET 3导通时，FET 4和FET 2关断，并且扼流线圈L1的输入端提供输入电压Vin，使得输入电压Vin被施加到扼流线圈L1上，并且流过扼流线圈L1的电流增大。然后，当FET 1和FET 3关断并且FET 4和FET 2导通时，扼流线圈L1的输出端与DC-DC变换器的输出端Vout连接，使得存储在扼流线圈L1中的能量释放到平滑电容器C1。
利用图2所示的DC-DC变换器，由于用同一线圈作为用于存储能量的线圈和用于释放能量的线圈，因此DC-DC变换器的效率不依赖于例如图1所示的初级绕组L1和次级绕组L2之间的耦合程度。然而，利用图2所示的DC-DC变换器，由于总共四个开关——FET 1和FET 3、FET 4和FET 2——被导通/关断，即，由于两倍于图1所示的DC-DC变换器的开关同时被导通/关断，因此降低了开关驱动的效率。
这里，在图2所示的DC-DC变换器的控制单元2中，FET 1、FET 2和扼流线圈L1组成了降压DC-DC变换器。此外，扼流线圈L1、FET 3和FET 4组成了升压DC-DC变换器。即，图2所示的DC-DC变换器是由共享扼流线圈L1的串联连接的降压DC-DC变换器和升压DC-DC变换器组成的升/降压DC-DC变换器，并可被改写为图3的电路图中的样子。
在图3中，降压比较器PWMD是用于执行降压操作的PWM控制的比较器，并执行FET 1和FET 2的导通/关断控制。类似地，升压比较器PWMU是用于执行升压操作的PWM控制的比较器，并执行FET 3和FET4的导通/关断控制。此外，偏移电压源e2连接在升压比较器PWMU的反相输入端和振荡器OSC之间。其他配置与图2的相同。在图2所示的DC-DC变换器中是一个比较器PWM执行控制，而在图3所示的DC-DC变换器中分别设置了降压比较器PWMD和升压比较器PWMU，用于利用分别的占空比(duty)相对地执行PWM控制。
降压DC-DC变换器的输入电压Vin和输出电压Vout之间的关系由以下关系式表示。
Vout/Vin＝Ton/(Ton+Toff)Vout＝Vin×Ton/(Ton+Toff)这里，假定降压PWM控制的导通占空比是d1，给出以下关系式。
Vout＝Vin×d1此外，升压DC-DC变换器的输入电压Vin和输出电压Vout之间的关系由以下关系式表示。
Vout/Vin＝(Ton+Toff)/ToffVout＝Vin×(Ton+Toff)/Toff因此，假定升压PWM控制的导通占空比是d2，给出以下关系式。
Vout＝Vin×1/(1-d2)因此，由串联连接的降压DC-DC变换器和升压DC-DC变换器组成的升/降压DC-DC变换器的输入电压Vin和输出电压Vout之间的关系由以下关系式表示。
Vout＝Vin×d1/(1-d2)当输入电压Vin高于输出电压Vout，并且升压DC-DC变换器被暂停时，升压PWM控制的导通占空比d2等于零，并且以上关系式被改写成以下关系式。
Vout＝Vin×d1因此，在此情况下，通过降压PWM控制实现了降压。此外，当输入电压Vin低于输出电压Vout，并且降压DC-DC变换器具有100％的导通占空比时，降压PWM控制的导通占空比d1等于1，并且以上关系式被改写成以下关系式。
Vout＝Vin×1/(1-d2)因此，在此情况下，通过升压PWM控制实现了升压。
图4是示意性地示出了在不执行升压PWM控制而执行降压PWM控制的情况中的工作状态示例的时序图。在图4中，输入到升压比较器PWMU中的三角波用虚线示出，而输入到降压比较器PWMD中的三角波用实线示出。应当注意的是，由偏移电压源e2给出的偏移(offset)在输入到升压比较器PWMU中的三角波(虚线)处升高。此外，误差放大器ERA的输出被包括在降压工作区(实线的三角波的幅度区域)中，但未被包括在升压工作区(虚线的三角波的幅度区域)中。对于降压比较器PWMD，当三角波(实线)低于误差放大器ERA的输出时，FET 1导通并且FET 2关断，并且当三角波(实线)高于误差放大器ERA的输出时，FET 1关断并且FET 2导通。另一方面，对于升压比较器PWMU，由于三角波(虚线)高于误差放大器ERA的输出并且两者从不相交，因此升压PWM控制的占空比变为0％，FET 3保持关断并且FET 4保持导通。
图5是示意性地示出了在不执行降压PWM控制而执行升压PWM控制的情况中的工作状态示例的时序图。图5中的每个波形都与图4的相同。在图5中，误差放大器ERA的输出被包括在升压工作区中，但未被包括在降压工作区中。对于升压比较器PWMU，当三角波(虚线)低于误差放大器ERA的输出时，FET 3导通并且FET 4关断，并且当三角波(虚线)高于误差放大器ERA的输出时，FET 3关断并且FET 4导通。另一方面，对于降压比较器PWMD，由于三角波(实线)低于误差放大器ERA的输出并且两者从不相交，因此降压PWM控制的占空比变为100％，FET1保持导通并且FET 2保持关断。
图6是示意性地示出了在升压PWM控制和降压PWM控制两者都被执行的情况中的工作状态的时序图。图6中的每个波形都与图4和图5中的相同。在图6中，误差放大器ERA的输出被包括在升压工作区中和降压工作区两者中。对于升压比较器PWMU，当三角波(虚线)低于误差放大器ERA的输出时，FET 3导通并且FET 4关断，并且当三角波(虚线)高于误差放大器ERA的输出时，FET 3关断并且FET 4导通。此外，对于降压比较器PWMD，当三角波(实线)低于误差放大器ERA的输出时，FET 1导通并且FET 2关断，并且当三角波(实线)高于误差放大器ERA的输出时，FET 1关断并且FET 2导通。这里，降压PWM控制的导通/关断切换定时和升压PWM控制的导通/关断切换定时是不同步的。
为了仅执行升压PWM控制和降压PWM控制中的一种，一对开关被导通/关断。另一方面，为了执行升压PWM控制和降压PWM控制两者，两对开关被导通/关断，使得开关的导通/关断切换的损耗加倍。此外，当两对开关被导通/关断时，由于每对开关是单独地(异步地)被导通/关断的，因此存在进一步增大了损耗的问题。这里，开关的导通/关断操作的损耗由以下部分组成开关的驱动损耗；以及电阻损耗，所述电阻损耗是在开关从关断切换到导通或从导通切换到关断时在过渡区中产生的。
发明内容
本发明的一个目的在于解决以上问题，其一个目的在于提供一种DC-DC变换器、DC-DC变换器控制装置和用于DC-DC变换器的控制方法，其能够通过基于正在执行的PWM控制的种类改变PWM控制的导通/关断切换定时或切换定时的偏移，最优地调整PWM控制的导通/关断切换定时。这里，切换定时的偏移是距任意设定的参考定时的“偏差”，并且当偏移相同时，切换定时相同。
本发明的另一个目的在于提供一种DC-DC变换器和DC-DC变换器控制装置，其能够通过改变升压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移和/或降压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移，使得当升压PWM控制和降压PWM控制两者都正被执行时，升压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移和降压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移变得相同，从而使升压PWM控制的导通/关断切换定时和降压PWM控制的导通/关断切换定时同步，降低导通/关断切换次数并减小导通/关断切换时的损耗。
本发明的另一个目的在于提供一种DC-DC变换器，其能够通过配置变换器，以对连接在扼流线圈一端与输入电压端之间的用于降压的第一开关电路的导通/关断切换，以及连接在扼流线圈一端与接地端之间的用于降压的第二开关电路的导通/关断切换执行降压PWM控制，并对连接在扼流线圈另一端与接地端之间的用于升压的第三开关电路的导通/关断切换，以及连接在扼流线圈另一端与输出电压端之间的用于升压的第四开关电路的导通/关断切换执行升压PWM控制，从而使升压PWM控制的开关电路的切换定时和降压PWM控制的开关电路的切换定时同步，降低切换次数并减小开关阻抗上的损耗。
本发明的另一个目的在于提供一种DC-DC变换器控制装置，其能够通过配置DC-DC变换器控制装置，以基于正在执行的PWM控制的种类来改变升压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移和/或降压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移，从而最优地调整升压PWM控制和/或降压PWM控制的导通/关断切换定时。
本发明的另一个目的在于提供一种DC-DC变换器控制装置，其能够通过配置DC-DC变换器控制装置，以改变升压比较器电路的偏移和/或降压比较器电路的偏移，使得当升压PWM控制和降压PWM控制两者都被执行时，升压PWM控制信号的导通/关断切换定时的偏移和降压PWM控制信号的导通/关断切换定时的偏移变得相同，从而使PWM控制信号的导通/关断切换定时同步，降低导通/关断切换次数并减小开关损耗。
本发明的另一个目的在于提供一种电源装置和一种电子设备，其能够通过包括上述的DC-DC变换器或上述的DC-DC变换器控制装置，从而使PWM控制的导通/关断切换定时同步，降低导通/关断切换次数，减小开关损耗并提高变换效率。
根据本发明第一方面的DC-DC变换器是这样一种DC-DC变换器，其用于通过执行多种PWM控制中的至少一种，将输入电压变换成预定输出电压，其特征在于包括偏移改变电路，用于基于正在执行的PWM控制的种类，改变PWM控制的导通/关断切换定时的偏移。
根据本发明第二方面的DC-DC变换器是第一方面的DC-DC变换器，其特征在于，多种PWM控制包括升压PWM控制、降压PWM控制，以及升压PWM控制和降压PWM控制两者，并且当正在执行的PWM控制的种类是升压PWM控制和降压PWM控制两者时，偏移改变电路改变升压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移和/或降压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移，使得升压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移和降压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移变得相同。
根据本发明第三方面的DC-DC变换器是第二方面的DC-DC变换器，其特征在于还包括扼流线圈；用于降压的第一开关电路，其连接在扼流线圈的一端与输入电压端之间；用于降压的第二开关电路，其连接在扼流线圈的一端与接地端之间；用于升压的第三开关电路，其连接在扼流线圈的另一端与接地端之间；用于升压的第四开关电路，其连接在扼流线圈的所述另一端与输出电压端之间；其中，第一开关电路的导通/关断切换和第二开关电路的导通/关断切换被控制以用于降压PWM控制，并且第三开关电路的导通/关断切换和第四开关电路的导通/关断切换被控制以用于升压PWM控制。
根据本发明第四方面的DC-DC变换器控制装置是这样的DC-DC变换器控制装置，其用于通过使DC-DC变换器执行多种PWM控制中的至少一种，控制DC-DC变换器以将输入电压变换成预定输出电压，其特征在于包括偏移改变电路，用于基于DC-DC变换器正在执行的PWM控制的种类，改变PWM控制的导通/关断切换定时的偏移。
根据本发明第五方面的DC-DC变换器控制装置是第四方面的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，多种PWM控制包括升压PWM控制、降压PWM控制，以及升压PWM控制和降压PWM控制两者，并且偏移改变电路基于DC-DC变换器正在执行的PWM控制的种类，改变升压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移和/或降压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移。
根据本发明第六方面的DC-DC变换器控制装置是第五方面的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，当DC-DC变换器正在执行的PWM控制的种类是升压PWM控制和降压PWM控制两者时，偏移改变电路改变升压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移和/或降压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移，以使得升压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移和降压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移变得相同。
根据本发明第七方面的DC-DC变换器控制装置是第五方面的DC-DC变换器控制装置，其特征在于还包括差分输出电路，用于输出与输出电压和预定电压之间的差相对应的信号；振荡器，用于输出三角波信号；升压比较器电路，用于对从振荡器和差分输出电路输出的信号进行比较，并输出与比较结果相对应的升压PWM控制信号；以及降压比较器电路，用于对从振荡器和差分输出电路输出的信号进行比较，并输出与比较结果相对应的降压PWM信号；其中，当DC-DC变换器正在执行的PWM控制的种类是升压PWM控制和降压PWM控制两者时，偏移改变电路改变电路以改变升压比较器电路的偏移和/或降压比较器电路的偏移，以使得升压PWM控制信号的导通/关断切换定时的偏移和降压PWM控制信号的导通/关断切换定时的偏移变得相同。
根据本发明第八方面的电源装置的特征在于包括第一到第七方面中任一方面的DC-DC变换器或DC-DC变换器控制装置，其中DC-DC变换器或DC-DC变换器控制装置执行电压变换。
根据本发明第九方面的电子设备的特征在于包括第一到第七方面中任一方面的DC-DC变换器或DC-DC变换器控制装置，其中DC-DC变换器或DC-DC变换器控制装置执行电压变换。
根据本发明第十方面的DC-DC变换器的控制方法是这样一种DC-DC变换器的控制方法，其用于通过使DC-DC变换器执行多种PWM控制中的至少一种，来控制DC-DC变换器以将输入电压变换成预定输出电压，其特征在于包括以下步骤识别DC-DC变换器正在执行的PWM控制的种类；以及基于所识别的PWM控制的种类，改变PWM控制的导通/关断切换定时的偏移。
在本发明的第一、第四和第十方面中，由于基于正在执行的PWM控制的种类来改变PWM的导通/关断切换定时或切换定时的偏移，因此可以根据正在执行的PWM控制来最优地调整PWM控制的导通/关断切换定时。例如，通过使PWM控制的导通/关断切换定时同步，可以降低导通/关断切换次数，并可减小导通/关断切换的损耗。
在本发明的第二和第六方面中，当正在执行升压PWM控制和降压PWM控制两者时，升压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移和/或降压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移被改变，使得升压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移和降压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移变得相同。因此，可以使升压PWM控制的导通/关断切换定时和降压PWM控制的导通/关断切换定时一致。应当注意的是，使导通/关断切换定时一致(同步)包括使从导通到关断的切换定时和从关断到导通的切换定时一致。通过使降压和升压的每个PWM控制的导通/关断切换定时同步，可以降低导通/关断切换次数，可以减小导通/关断切换的损耗，并可以提高变换效率。
在本发明的第三方面中，变换器被配置以对连接在扼流线圈一端和输入电压端之间的用于降压的第一开关电路的导通/关断切换以及对连接在扼流线圈一端与接地端之间的用于降压的第二开关电路的导通/关断切换执行降压PWM控制，并对连接在扼流线圈另一端与接地端之间的用于升压的第三开关电路的导通/关断切换以及连接在扼流线圈另一端与输出电压端之间的用于升压的第四开关电路的导通/关断切换执行升压PWM控制。因此，通过如上所述地改变PWM控制的导通/关断切换定时的偏移，可以使用于升压PWM控制的开关电路的开关定时和用于降压PWM控制的开关电路的开关定时一致。通过使开关电路的开关定时同步，可以降低导通/关断切换次数，可以减小开关电阻上的损耗，并可以提高变换效率。
在本发明的第五方面中，由于执行升压PWM控制、降压PWM控制以及升压PWM控制和降压PWM控制两者，并且基于正在执行的PWM控制的种类来改变升压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移和/或降压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移，因此可以根据正在执行的PWM控制来最优地调整升压PWM控制的导通/关断切换定时和/或降压PWM控制的导通/关断切换定时。例如，通过使升压PWM控制的导通/关断切换定时与降压PWM控制的导通/关断切换定时同步，可以降低导通/关断切换次数，可以减小开关损耗，并可以提高变换效率。
在本发明的第七方面中，该装置被配置以改变升压比较器电路的偏移和/或降压比较器电路的偏移，使得当正在执行升压PWM控制和降压PWM控制两者时，升压PWM控制信号的导通/关断切换定时的偏移与降压PWM控制信号的导通/关断切换定时的偏移变得相同。因此，可以使升压PWM控制信号的导通/关断切换定时与降压PWM控制信号的导通/关断切换定时一致。通过使两个PWM控制信号的导通/关断切换定时同步，可以降低导通/关断切换次数，可以减小开关损耗，并可以提高变换效率。
在包括上述的DC-DC变换器或上述的DC-DC变换器控制装置的本发明的第八方面中，通过使升压PWM控制的导通/关断切换定时与降压PWM控制的导通/关断切换定时同步，可以降低导通/关断切换次数，可以减小开关损耗，并可以提高变换效率。
利用本发明的第一、第四、第八、第九和第十方面，可以最优地调整PWM控制的导通/关断切换定时。
利用本发明的第二、第六、第八和第九方面，通过使升压PWM控制的导通/关断切换定时与降压PWM控制的导通/关断切换定时同步，可以降低导通/关断切换次数，可以减小导通/关断切换的损耗，并可以提高变换效率。
利用本发明的第三、第八和第九方面，通过使用于降压PWM控制的第一和第二开关电路的开关定时与用于升压PWM控制的第三和第四开关电路的开关定时同步，可以降低开关次数，可以减小开关电阻上的损耗，并可以提高变换效率。
利用本发明的第五、第八和第九方面，可以最优地调整升压PWM控制和/或降压PWM控制的导通/关断切换定时。
利用本发明的第七、第八和第九方面，通过使降压PWM控制信号和升压PWM控制信号的导通/关断切换定时同步，可以降低导通/关断切换次数，可以减小开关损耗，并可以提高变换效率。
从以下参考附图的详细描述中，本发明的以上及其他目的和特征将会变得更加清楚。
图1是示出了使用变压器的传统反激升/降压DC-DC变换器的配置示例的电路示意图；图2是示出了使用同一线圈作为用于存储能量的线圈和用于释放能量的线圈的传统升/降压DC-DC变换器的配置示例的电路示意图；图3是示出了由串联连接的共享扼流线圈的降压DC-DC变换器和升压DC-DC变换器组成的传统升/降压DC-DC变换器的配置示例的电路示意图；图4是示意性地示出了在不执行升压PWM控制而执行降压PWM控制的情况中的传统工作状态示例的时序图；图5是示意性地示出了在不执行降压PWM控制而执行升压PWM控制的情况中的传统工作状态示例的时序图；图6是示意性地示出了在升压PWM控制和降压PWM控制两者都被执行的情况中的传统工作状态的时序图；图7是示出了根据本发明的使用DC-DC变换器控制装置的DC-DC变换器的示例的电路示意图；图8是示出了使用配备有图7所示的DC-DC变换器的电源装置的电子设备的示例的框图；
图9是示出了产生导通/关断切换定时偏移的配置示例的电路图；图10是示意性地示出了在升压PWM控制和降压PWM控制两者都被执行的情况中的工作状态示例的时序图；图11是示意性地示出了在升压PWM控制和降压PWM控制两者都被执行的情况中的工作状态的另一示例的时序图；图12是示意性地示出了在升压PWM控制和降压PWM控制两者都被执行的情况中的工作状态的另一示例的时序图；以及图13是示出了根据本发明的使用DC-DC变换器控制装置的DC-DC变换器的另一示例的电路示意图。
具体实施例方式
以下的描述将参照示出了本发明的一些实施例的附图，具体说明本发明。
图7是示出了使用根据本发明的DC-DC变换器控制装置(控制单元)的DC-DC变换器的示例的电路示意图。图8是示出了电子设备30的示例的框图，电子设备30例如是移动电话或笔记本大小的个人计算机，其使用了配备有图7所示的根据本发明的DC-DC变换器的电源装置。
图7所示的DC-DC变换器20将输入到输入电压端Vin中的电压变换成预定电压，并将该电压从输出电压端Vout输出。DC-DC变换器20包括以下部件扼流线圈L1；分别与扼流线圈L1连接的n型场效应晶体管FET 1(第一开关电路)、FET 2(第二开关电路)、FET(第三开关电路)和FET 4(第四开关电路)；平滑电容器C1；以及控制单元(DC-DC变换器控制装置)10，该控制单元10用于控制场效应晶体管FET 1至FET 4(以下称为FET 1至FET 4)的导通/关断切换。此外，图8所示的电源装置32包括电池34和DC-DC变换器20，并利用DC-DC变换器20将电池34的输出电压变换成预定电压，并将该电压提供到设备主体。
在DC-DC变换器20中，输入电压端Vin与作为开关电路的FET 1的输入端(漏极)连接，扼流线圈L1的输入端与FET 1的输出端(源极)连接，并且控制单元10的输出端DH1与FET 1的控制端(栅极)连接。从而FET 1由控制单元10来导通/关断。此外，作为同步整流电路的FET2的输入端(漏极)与扼流线圈L1的输入端连接，FET 2的输出端(源极)与接地端连接，并且控制单元10的输出端DL1与FET 2的控制端(栅极)连接。从而FET 2由控制单元10来导通/关断。应当注意的是，输出端DL1输出信号*QD，该信号是通过将输出端DH1的输出信号QD(降压PWM控制信号)反相而获得的。
此外，作为开关电路的FET 3的输入端(源极)与接地端连接，扼流线圈L1的输出端与FET 3的输出端(漏极)连接，并且控制单元10的输出端DH2与FET 3的控制端(栅极)连接。从而FET 3由控制单元10来导通/关断。此外，作为同步整流电路的FET 4的输入端(源极)与扼流线圈L1的输出端连接，FET 4的输出端(漏极)与输出电压端Vout连接，并且FET 4的控制端(栅极)与控制单元10的输出端DL2连接。从而FET 4由控制单元10来导通/关断。应当注意的是，输出端DL2输出信号*QU，该信号是通过将输出端DH2的输出信号QU(升压PWM控制信号)反相而获得的。
DC-DC变换器20的输出电压端Vout经由平滑电容器C1与接地端连接，并与控制单元10的FB端连接。控制单元10的FB端经由电阻器R1和电阻器R2的串联电路与接地端连接。电阻器R1和电阻器R2之间的节点与误差放大器(差分放大器)ERA的反相输入端连接。此外，参考电压源e1与误差放大器ERA的正相输入端连接。误差放大器ERA的输出端与用于执行降压PWM控制的降压比较器PWMD(降压比较器电路)的正相输入端连接，并与用于执行升压PWM控制的升压比较器PWMU(升压比较器电路)的正相输入端连接。此外，用于输出三角波的振荡器OSC与降压比较器PWMD的反相输入端和升压比较器PWMU的反相输入端连接。
此外，误差放大器ERA的输出端与偏移改变电路14(改变电路)连接，所述偏移改变电路用于改变降压比较器PWMD和升压比较器PWMU所执行的降压PWM控制和升压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移。当误差放大器ERA的输出电压处于升压控制区和降压控制区内，并且降压PWM控制和升压PWM控制两者都被执行时，偏移改变电路14改变降压PWM控制和升压PWM控制的每个导通/关断切换定时的偏移，使得降压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移和升压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移变得相同。具体而言，偏移改变电路14判断误差放大器ERA的输出电压是否处于升压控制区和降压控制区两者之内，并且当输出电压处于升压控制区和降压控制区两者之内时，改变降压比较器PWMD和升压比较器PWMU的导通/关断切换定时的偏移，使之变得相同。应当注意的是，使导通/关断切换定时的偏移相同包括使从导通到关断的切换的偏移和从关断到导通的切换的偏移相同。导通/关断切换定时的偏移例如可以通过在从振荡器OSC输出的三角波处产生偏移(见图10的e2)并改变所产生的偏移来改变。
图9是示出了产生导通/关断切换定时偏移的配置示例的电路图，其中偏移产生电路42与作为比较器工作的差分放大器40连接。在差分放大器40中，p型晶体管M1和M2与电压VD端连接，n型晶体管M3与晶体管M1串联连接，n型晶体管M4与晶体管M2串联连接，并且晶体管M3和M4经由公共电流源与接地端连接。此外，p型晶体管M7与电压VD端连接。晶体管M7经由电流源与接地端连接。晶体管M7的控制端连接在晶体管M2和晶体管M4之间。此外，晶体管M1和M2的控制端连接在晶体管M1和晶体管M3之间。
在偏移产生电路42中，n型晶体管M5连接在与接地端相连的电流源与晶体管M1和晶体管M3间的节点之间。此外，n型晶体管M6连接在上述电流源与晶体管M2和晶体管M4间的节点之间。此外，可变电压源Vos的正极与晶体管M5的控制端连接，并且可变电压源Vos的负极与晶体管M6的控制端连接。
从晶体管M1流向晶体管M3的电流i1与从晶体管M1流向晶体管M5的电流i1′之和等于从晶体管M2流向晶体管M4的电流i2与从晶体管M2流向晶体管M6的电流i2′之和(i1+i1′＝i2+i2′)。当可变电压源Vos的输出为零时，由于i1′等于i2′(i1′＝i2′)，因此i1等于i2(i1＝i2)。因此，从晶体管M7与电流源之间的OUT端输出这样的输出电压，其使得在晶体管M3的控制端(-IN1)与晶体管M4的控制端(+IN1)之间不产生偏移。另一方面，当可变电压源Vos的输出不为零时，由于i1′不等于i2′(i1′≠i2′)，因此i1不等于i2(i1≠i2)。因此，从OUT端输出这样的输出电压，其使得在晶体管M3的控制端(-IN1)与晶体管M4的控制端(+IN1)之间产生偏移。此外，可以通过可变电压源Vos的输出来调整偏移的值。
控制单元10将通过电阻器R1和R2对DC-DC变换器的输出电压Vout进行分压而获得的电压与参考电压e1比较，并从误差放大器ERA输出对应于该差值的电压。此外，偏移改变电路14进行调整，使得当误差放大器ERA的输出电压被包括在升压控制区和降压控制区两者当中时，输入到降压比较器PWMD中的三角波的偏移与输入到升压比较器PWMU中的三角波的偏移变得相同。降压比较器PWMD和升压比较器PWMU将误差放大器ERA的输出电压与振荡器OSC的输出电压相比较，并当误差放大器ERA的输出电压高于振荡器OSC的输出电压时输出ON信号。因此，降压比较器PWMD和升压比较器PWMU的输出信号(QU和*QU，以及QD和*QD)的占空比和导通/关断切换定时根据误差放大器ERA的输出电压和三角波的偏移而被调整。
图10是示意性地示出了在升压PWM控制和降压PWM控制两者都被执行的情况中的工作状态示例的时序图。在图10中，在偏移改变之前被输入到升压比较器PWMU中的三角波用点划线示出，在偏移改变之前被输入到降压比较器PWMD中的三角波用双点划线示出。在图10中，误差放大器ERA的输出被包括在升压工作区(点划线的三角波的幅度区域)和降压工作区(双点划线的三角波的幅度区域)两者中。因此，偏移改变电路14改变升压比较器PWMU和降压比较器PWMD的每个偏移产生电路42的可变电压源Vos的输出，使得输入到升压比较器PWMU中的三角波(点划线)的偏移与输入到降压比较器PWMD中的三角波(双点划线)的偏移变得相同。具体而言，输入到升压比较器PWMU中的三角波(点划线)的偏移被降低为虚线所示的三角波，并且输入到降压比较器PWMD中的三角波(双点划线)的偏移被提高为实线所示的三角波。例如，每个偏移改变的量可以是在两个三角波(点划线和双点划线)处产生的偏移e2的一半(e2/2)。
对于升压比较器PWMU，当三角波(虚线)低于误差放大器ERA的输出时，FET导通并且FET 4关断，并且当三角波(虚线)高于误差放大器ERA的输出时，FET 3关断并且FET 4导通。此外，对于降压比较器PWMD，当三角波(实线)低于误差放大器ERA的输出时，FET 1导通并且FET 2关断，并且当三角波(实线)高于误差放大器ERA的输出时，FET 1关断并且FET 2导通。这里，降压PWM控制的导通/关断切换定时和升压PWM控制的导通/关断切换定时是同步的。因此，FET 1和FET 3的导通/关断切换以及FET 2和FET 4的导通/关断切换是同时执行的。应当注意的是，当仅执行降压PWM控制，或者仅执行升压PWM控制时，操作与传统的操作(图4和图5)相同。
虽然上述实施例被配置为通过降低输入到升压比较器PWMU中的三角波(点划线)的偏移和提高输入到降压比较器PWMD中的三角波(双点划线)的偏移，来改变降压PWM控制和升压PWM控制两者的导通/关断切换定时的偏移，但应当理解的是，可以仅改变一者。图11和图12是示意性地示出了在升压PWM控制和降压PWM控制两者都被执行的情况中的工作状态示例的时序图。在图11中，通过提高(例如通过e2来提高)输入到降压比较器PWMD中的三角波(双点划线)的偏移，以仅改变降压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移，从而使偏移相同。此外，在图12中，通过降低(例如通过e2来降低)输入到升压比较器PWMU中的三角波(点划线)的偏移，以仅改变升压PWM控制的导通/关断切换定时的偏移，从而使偏移相同。
当仅要改变输入到升压比较器PWMU中的三角波(点划线)的偏移和输入到降压比较器PWMD中的三角波(双点划线)的偏移中的一个时，偏移改变电路14仅与升压比较器PWMU和降压比较器PWMD中的一个连接，使得仅改变与其自身相连的一个比较器的偏移。在此情况下，升压比较器PWMU和降压比较器PWMD中未被连接的另外一个不需要偏移产生电路42。
此外，虽然上述实施例被配置为基于误差放大器ERA的输出电压，利用偏移改变电路14来判断是否降压PWM控制和升压PWM控制两者都被执行，但也可以基于输入电压Vin来判断。图13是示出了根据本发明的使用DC-DC变换器控制装置(控制单元)的DC-DC变换器的另一示例的电路示意图。
图13所示的DC-DC变换器22的配置与图7所示的基本相同，除了控制单元12的偏移改变单元16与输入电压端Vin相连，而不是与误差放大器ERA的输出端相连。例如，偏移改变单元16可以当得到关系式ΔV1≤Vin≤ΔV2(这里，ΔV1是升压操作切换的阈值，ΔV2是降压操作切换的阈值)时，判断出降压PWM控制和升压PWM控制两者都被执行，当得到关系式Vin＜ΔV1时判断出升压PWM控制被执行，并且当得到关系式ΔV2＜Vin时判断出降压PWM控制被执行。
此外，上述的DC-DC变换器22或控制单元(DC-DC变换器控制装置)可以由单片半导体来配置，或者配置在印制板上。此外，本发明的DC-DC变换器或DC-DC变换器控制装置可被用于变换和提供从电池等输出的电压的任何电源装置。此外，本发明的DC-DC变换器或DC-DC变换器控制装置可被用于变换和使用从电池等输出的电压的任何电子设备。
应当注意的是，虽然当使用n型场效应晶体管FET作为降压侧主开关(FET 1)和作为升压侧整流开关(FET 4)时，必须通过电荷泵等产生驱动电路的栅极电压，但这是一种公知技术，并未示出在图7、图13、图14、图15和图16的电路示意图中。
权利要求
1.一种直流-直流变换器，用于通过执行多种脉宽调制控制中的至少一种，将输入电压变换成预定输出电压，其特征在于包括偏移改变电路，用于基于正在执行的脉宽调制控制的种类，改变脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移。
2.根据权利要求1所述的直流-直流变换器，其特征在于所述多种脉宽调制控制包括升压脉宽调制控制、降压脉宽调制控制，以及升压脉宽调制控制和降压脉宽调制控制两者，并且当正在执行的脉宽调制控制的种类是升压脉宽调制控制和降压脉宽调制控制两者时，所述偏移改变电路改变升压脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移和/或降压脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移，使得升压脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移和降压脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移变得相同。
3.根据权利要求2所述的直流-直流变换器，其特征在于还包括扼流线圈；用于降压的第一开关电路，连接在所述扼流线圈的一端与输入电压端之间；用于降压的第二开关电路，连接在所述扼流线圈的一端与接地端之间；用于升压的第三开关电路，连接在所述扼流线圈的另一端与接地端之间；用于升压的第四开关电路，连接在所述扼流线圈的所述另一端与输出电压端之间；其中，所述第一开关电路的导通/关断切换和所述第二开关电路的导通/关断切换被控制用于降压脉宽调制控制，并且所述第三开关电路的导通/关断切换和所述第四开关电路的导通/关断切换被控制用于升压脉宽调制控制。
4.一种直流-直流变换器控制装置，用于通过使直流-直流变换器执行多种脉宽调制控制中的至少一种，控制所述直流-直流变换器以将输入电压变换成预定输出电压，其特征在于包括偏移改变电路，用于基于所述直流-直流变换器正在执行的脉宽调制控制的种类，改变脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移。
5.根据权利要求4所述的直流-直流变换器控制装置，其特征在于所述多种脉宽调制控制包括升压脉宽调制控制、降压脉宽调制控制，以及升压脉宽调制控制和降压脉宽调制控制两者，并且所述偏移改变电路基于所述直流-直流变换器正在执行的脉宽调制控制的种类，改变升压脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移和/或降压脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移。
6.根据权利要求5所述的直流-直流变换器控制装置，其特征在于，当所述直流-直流变换器正在执行的脉宽调制控制的种类是升压脉宽调制控制和降压脉宽调制控制两者时，所述偏移改变电路改变升压脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移和/或降压脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移，使得升压脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移和降压脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移变得相同。
7.根据权利要求5所述的直流-直流变换器控制装置，其特征在于还包括差分输出电路，用于输出与输出电压和预定电压之间的差相对应的信号；振荡器，用于输出三角波信号；升压比较器电路，用于比较从所述振荡器和所述差分输出电路输出的信号，并输出与比较结果相对应的升压脉宽调制控制信号；和降压比较器电路，用于比较从所述振荡器和所述差分输出电路输出的信号，并输出与比较结果相对应的降压脉宽调制信号；其中，当所述直流-直流变换器正在执行的脉宽调制控制的种类是升压脉宽调制控制和降压脉宽调制控制两者时，所述偏移改变电路改变电路以改变所述升压比较器电路的偏移和/或所述降压比较器电路的偏移，使得所述升压脉宽调制控制信号的导通/关断切换定时的偏移和所述降压脉宽调制控制信号的导通/关断切换定时的偏移变得相同。
8.一种电源装置，其特征在于包括如权利要求1到3中任一项所述的直流-直流变换器，其中，所述直流-直流变换器对电压进行变换。
9.一种电源装置，其特征在于包括如权利要求4到7中任一项所述的直流-直流变换器控制装置，其中，所述直流-直流变换器控制装置控制所述直流-直流变换器以对电压进行变换。
10.一种电子设备，其特征在于包括如权利要求1到3中任一项所述的直流-直流变换器，其中，所述直流-直流变换器对电压进行变换。
11.一种电子设备，其特征在于包括如权利要求4到7中任一项所述的直流-直流变换器控制装置，其中，所述直流-直流变换器控制装置控制所述直流-直流变换器以对电压进行变换。
12.一种直流-直流变换器的控制方法，用于通过使直流-直流变换器执行多种脉宽调制控制中的至少一种，控制所述直流-直流变换器以将输入电压变换成预定输出电压，其特征在于包括以下步骤识别所述直流-直流变换器正在执行的脉宽调制控制的种类；以及基于所识别的脉宽调制控制的种类，改变脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移。
全文摘要
本发明提供了一种DC－DC变换器及控制装置和方法、电源装置和电子设备。当执行升压脉宽调制控制和降压脉宽调制控制两者时，升压脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移和/或降压脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移被改变，使得升压脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移和降压脉宽调制控制的导通/关断切换定时的偏移变得相同。通过使升压脉宽调制控制的导通/关断切换定时和降压脉宽调制控制的导通/关断切换定时同步，可以减小开关损耗。
文档编号H02M3/10GK1829055SQ200510070128
公开日2006年9月6日 申请日期2005年4月30日 优先权日2005年3月2日
发明者笠井稔彦, 木崎贵洋, 伊藤秀信 申请人:富士通株式会社