专利名称：电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种将工业电源变换成家用电器等的电源的电源电路的控制技术，特别涉及一种具有升压斩波式的功率因数改善以及高次谐波电流抑制功能的电源装置。
背景技术：
作为这种电源装置的一个例子，如图23所示，利用整流电路2对输入电源(工业电源)1进行全波整流，该交流/直流变换后的电压经升压斩波电路(功率因数改善单元)3升压至规定电压，同时改善电源的功率因数，且抑制高次谐波电流。
该情况下，升压斩波电路3具有升压扼流线圈(电抗器)3a，其串联连接在整流电路2的正极端子侧；反向阻断二级管3b，其与升压扼流线圈3a串联连接；开关元件(例如IGBT、绝缘栅型晶体管)3c，其在该升压扼流线圈3a和反向阻断二极管3b之间，与整流电路2的负极端子侧连接；以及平滑电容器3d，其使输出电压平滑化。
该升压斩波电路3的动作为，经由升压扼流线圈3a，利用开关元件3c进行开关而短路，另一方面，将被开关的电压从反向阻断二极管3b向平滑电容器3d供给，成为负载4的电压。此外，作为负载4，例如在用于空调的压缩机电动机的情况下，可假想为逆变器电路4a及电动机4b。
对于这种含有升压斩波电路3的电源装置的控制方法，本申请人曾申请过特愿2002-158653号专利申请。对该在先发明，参照图24至图26进行简单说明，首先在将交流电源变换为直流电压而作为负载电压时，该变换后的电压至少经由电抗器(升压扼流线圈3a)短路而改善功率因数。
上述电源装置具有电源相位检测电路5，其检测交流电源1的过零点；电流传感器6，其用于检测升压斩波电路3的输入电流Ii；控制部8，基于这些检测值、升压斩波电路3的输入电压Vi及输出电压Vo，对开关元件3c进行控制；以及驱动部7，其利用来自该控制部8的信号驱动开关元件3c。
控制部8使升压斩波电路3的开关元件3c进行开关，同时根据输入电流与正弦波状的输入电流基准信号的比较结果，使该开关元件3c接通、断开，将该升压斩波电路3的输出电压Vo作为负载的电压。
此时，如图24所示，输出电压指令值和输出电压检测值Vo之间的偏差由运算单元8a计算出，根据该计算偏差，由电流基准信号振幅生成单元8b生成输入电流基准信号Ir的振幅值(成为所谓的基准的正弦波状的振幅值)。
该生成振幅值与输入电压检测值Vi之间的乘法运算由乘法单元8c进行，基于该乘法运算结果的输入电流基准信号(电流指令值)和电流检测值Ii，由磁滞比较器8d生成迟滞信号，利用该迟滞信号生成输入电流的上限值和下限值，即，以使输入电流Ii含在该上限值和下限值的范围内的方式，使上述开关元件3c进行开关。
另一方面，由电源相位检测电路5检测上述交流电源的过零点，同时由开关动作禁止时间生成单元8e生成从该过零点之前规定时间至该过零点的规定期间，根据该生成信号，利用与电路8f停止迟滞信号的输出。
由此，如图25及图26所示，由于仅在该禁止区间内开关元件3c的开关动作被禁止，因此在输入交流电源的过零点强制地使输入电流成为零，该过零点附近的输入交流波形得到改善(成为正弦波状)、实现高次谐波电流的降低。
发明内容
但是，在上述升压斩波电路3的控制中，如果在输入电压Vi比输出电压Vo大的区域附近(Vi≥Vo的区间；输入电流Ii的峰值区域)，由于输入电压或输出电压的变动、或者负载4的变动，使输入电流Ii达到下限值，开关元件3c的开关次数增加，则会由该电流控制导致产生故障。
例如，如图25所示，在该输入电流Ii没有达到下限值的情况(即，负方向的变动小的情况)下，开关元件3c的开关次数不增加。与之相对，如图26所示，在输入电流Ii达到下限值的情况下，开关元件3c的开关次数增加，即每个交流电源半周期的开关次数不同，产生变动而不固定。
该每个交流电源半周期的开关次数的变动，不仅使该电流控制不稳定，妨碍高次谐波电流的减弱，也难以应对电源高次谐波限制。此外，即使是1次开关，也会使输出电压受到影响，从而无法稳定地向负载供给电力，特别是当负载4为电机的情况下，会使电机的转速不稳定，成为噪音等的起因。
为了解决上述问题，本发明提供一种电源装置，其在将交流电源变换为直流电压而作为负载电压时，至少经由电抗器将该变换后交流电源短路而改善功率因数，其特征在于，使包含所述电抗器的功率因数改善单元的开关元件进行开关，同时根据输入电流和电源电压波形的输入电流基准信号之间的比较结果，使所述开关元件接通、断开，从而将所述功率因数改善单元的输出电压作为负载电压，另一方面，检测所述交流电源的过零点，基于该过零点检测，使所述开关元件仅开关规定次数。
优选在根据所述过零点检测而使开关元件开始开关时，其开始时刻设相对于过零点检测设为规定的正值或者负值，此外，所述开关元件的开关开始时刻与该电源装置的负载或输入电流的大小而改变。
优选所述开关元件的开关次数设定为，使开关动作在所述交流电源的电源相位90度以内完成，此外，所述开关元件的开关次数，至少基于该电源装置的负载、输入电流的大小、或电源频率确定，或将它们其组合而确定。
优选在设定所述开关次数时，在该电源装置的负载为经由逆变器单元连接的电动机的情况下，基于其电动机转速或逆变器的输出频率而求出。
优选所述开关元件的开关次数及此后的开关禁止控制由软件实现，此外，还具有检测所述交流电源电压的电压检测单元，依据该检测电压确定所述开关单元的开关次数。
优选在从检测出所述过零点开始的规定时间内，完成所述开关元件的开关动作。
优选为了在所述规定时间内完成所述开关元件的开关动作，对所述开关元件的开关次数进行调整。
优选在所述规定时间以后所述开关元件进行了开关动作的情况下，从上一次的所述开关次数中减去规定的次数作为所述开关次数，使所述开关元件进行开关动作。
优选在所述规定时间以前完成所述开关元件的开关动作的情况下，在上一次的所述开关次数中增加规定的次数作为所述开关次数，使所述开关元件进行开关动作。
优选设置对所述规定时间进行校正的单元，其在改变所述开关元件的开关次数后，其结果是所述开关元件的开关动作没有在所述规定时间内完成的情况下，对所述规定时间进行校正。
优选所述开关元件的开关次数利用计数功能进行计数，所述计数功能利用所述过零点检测而重置。
优选本发明提供一种电源装置，其在将交流电压变换为直流电压而作为负载电压时，经由电抗器将所述交流电源短路而改善功率因数，其特征在于，使包含所述电抗器的功率因数改善单元的开关元件开关，同时，根据输入电流和电源电压波形的输入电流基准信号之间的比较结果，使所述开关元件接通、断开，从而将所述功率因数改善单元的输出电压作为负载电压，另一方面，检测所述交流电源的过零点，从该过零点检测开始经过规定时间后，利用上述开关元件的下一个开关断开信号，完成上述开关元件的开关动作。
优选本发明提供一种电源装置，其在将交流电压变换为直流电压而作为负载电压时，经由电抗器将所述交流电源短路而改善功率因数，其特征在于，使包含所述电抗器的功率因数改善单元的开关元件开关，同时，根据输入电流和电源电压波形的输入电流基准信号之间的比较结果，使所述开关元件接通、断开，从而将所述功率因数改善单元的输出电压作为负载电压，另一方面，检测所述交流电源的过零点，从该过零点检测开始的规定时间后，强制地结束所述开关元件的开关动作。
优选所述规定时间根据电源频率、负载的大小或负载电压的大小而改变。
优选所述规定时间基于以输入电流、电源电压、电抗器电感、电流迟滞宽度、开关次数为参数时的、所述开关元件的开关处于许可状态时的时间和与高次谐波相关的评价指标之间的关系而确定。
优选所述规定时间考虑功率因数而进行设定。
优选所述规定时间考虑伴随所述开关元件开关动作的开关损耗而进行设定。
优选检测无负载时的输出电压和有负载时的输出电压，以使所述无负载时的输出电压和所述有负载时的输出电压的比为规定的值的方式，进行电压控制。
优选所述交流电源由整流单元变换为直流电压而作为所述负载电压，取代所述无负载时的输出电压和所述有负载时的输出电压，而使用整流平均值或有效值。
优选所述规定值是预先根据负载状态而求出的值。
优选所述规定值使用有负载时和无负载时的输入电压的比率。
优选所述交流电源由整流单元变换为直流电压而作为所述负载电压，取代上述输入电压而使用整流平均值或有效值。
发明的效果根据本发明，由于从交流电源波形的过零点开始，使开关元件的开关开始，同时以规定次数进行该开关，因此可以对输入电流波形的正弦波化起作用而减少高次谐波，使该电流控制稳定化，进而可以容易地对应电源高次谐波限制。
此外，通过使用于对上述开关次数进行计数的计数器根据过零点检测而被重置，可以在每个交流电源半周期内进行该电流控制，可以适当地进行该电流控制，此外，该开关开始的时刻与负载或输入电流的大小对应而变化，因此该电流控制对输入电流波形的正弦波化起作用。
此外，由于使开关在电源相位为90度以内进行，即包含输入电流的峰值区域附近而禁止该开关，因此如上所述可以对输入电流波形的正弦波化起作用，使该电流控制稳定。此外，由于上述开关次数由各种参数决定，因此可以适当地进行该输入电流波形的正弦波化、电流控制的稳定化。
此外，由于在作为用于设定上述开关次数的负载为利用了逆变器单元的电动机的情况下，将其转速或逆变频率作为负载大小，因此在上述效果的基础上，特别是最适于逆变器空调或冰箱。
此外，由于上述开关次数、开关控制由软件实现，因此不会使该电源装置的硬件系统的成本上升。此外，由于上述开关次数设为与交流电源的电压的大小对应的值，因此适用于所有家用电器，此外也适用于工业设备等。
图1是表示本发明所涉及的电源装置的实施方式的概略框图。
图2是表示上述电源装置中包含的控制单元的概略框图。
图3是用于说明上述控制单元的动作的概略波形图和时序图。
图4是表示上述控制单元中的处理系统的概略框图。
图5是表示上述电源装置中电流迟滞宽度窄的情况及宽的情况的电流波形的图。
图6是表示进行图7的测定时的参数和其变动范围的图。
图7是Ton-Ymax特性图。
图8是表示输入电流与Ton之间关系的图。
图9是表示上述电源装置中电流迟滞宽度窄的情况下的开关次数的例子的图。
图10是表示上述电源装置中电流迟滞宽度宽的情况下的开关次数的例子的图。
图11是表示实施例3的要部的构成例的框图。
图12是表示实施例4的构成例的框图。
图13是实施例4的电源装置所包含的控制单元的处理系统等的框图。
图14是用于说明实施例4的上述电源装置的动作的概略流程图。
图15是用于说明实施例4的上述电源装置的其它动作的概略流程图。
图16是用于说明实施例4的上述电源装置的其它动作的概略流程图。
图17是用于说明图14示出的变形例的流程图。
图18是表示实施例4的构成例的框图。
图19是用于说明实施例5的时序图。
图20-1是用于说明实施例12的图。
图20-2是用于说明实施例12的其它的图。
图20-3是用于说明实施例12的其它的图。
图20-4是用于说明实施例12的其它的图。
图21是用于说明实施例7的图。
图22是示意地表示图7的图。
图23是表示现有电源装置的概略电路图。
图24是表示上述现有的电源装置所包含的控制单元的概略框图。
图25是说明上述现有的电源装置的动作的概略波形图。
图26是说明上述现有的电源装置的动作的其它概略波形图。
具体实施例方式
本发明的电源装置，在使包含电抗器的功率因数改善单元(升压斩波电路)的开关单元进行开关时，从检测出输入电流波形的过零点开始以规定次数(至少在电源相位90度以内的规定区间)进行该开关，即，即使在输入电流的峰值区域(输入电压Vi大于输出电压Vo的区域附近)，输入电压、输出电压或者负载4变化，也不会进行该开关，而实现输入电流控制的稳定化、高次谐波电流的降低。
以下，参照图1至图4详细说明本发明的实施方式。此外，在图1及图2中，与图23及图24中示出的构成要素相同或者可看作相同的部分标注相同的标号，省略重复说明。图3(a)与图25(a)及图26(a)对应。
实施例1在图1中，该电源装置具有输入电流检测部10，其根据来自电流传感器(例如CT)6的检测信号，检测升压斩波电路3的输入电流Ii；输入电压检测部11，其用于检测升压斩波电路3的输入电压Vi；输出电压检测部12，其用于检测升压斩波电路3的输出电压Vo；以及微型计算机等控制部13，其基于这些检测值和由电源相位检测电路5检测出的交流电源的过零点等，向驱动部7输出使升压斩波电路3的开关元件3c接通、断开的信号。此外，对于其他部分，由于与图23相同，因此省略其说明。
对于上述结构的电源装置的动作，参照图2的电流控制框图、图3的波形图及时序图进行说明。
控制部13基于输出电压指令值(负载4的施加电压指令值)与输出电压Vo的偏差，生成用于使开关元件3c进行开关的信号(开关信号)。此时，根据来自电源相位检测电路10的检测信号，检测出输入电源波形的过零点而使脉冲计数器13a复位，在该脉冲计数器13a达到规定的计数值时禁止开关元件3c动作。
如图2所示，首先由运算单元8a计算输出电压指令值与由输出电压检测部12检测出的检测电压Vo之间的偏差，根据该计算偏差，由电流基准信号振幅生成单元8b生成输入电流基准信号的振幅值(作为所谓基准的正弦波状的振幅值)。
该生成振幅值与由输入电压检测部11检测出的检测电压Vi之间的乘法运算由乘法单元8c进行，基于该乘法运算结果的输入电流基准信号生成迟滞信号。此外，作为该检测电压Vi，可以使用输入电压波形或输入电压波形的绝对值。
具有该迟滞的输入电流基准信号的值与由输入电流检测部10得到的检测输入电流Ii由磁滞比较单元8d进行比较，根据该比较结果生成开关元件3c的开关信号。根据该开关信号控制升压斩波电路3，即，与现有技术相同地，以基准的电流基准信号作为基准正弦波而使开关元件3c进行开关，得到输入电流波形(参照图3(a))。
另一方面，根据由电源相位检测电路5得到的检测电源相位信号(过零点)的复位信号，使脉冲计数器13a复位，该脉冲计数器13a的输出信号与由磁滞比较器8d得到的开关信号，由逻辑积单元(与电路)8f进行逻辑运算，将该运算结果的开关信号向驱动部7输出。
如图3所示，脉冲计数器13a对开关元件3c的开关次数进行计数(参照该图(e))，该脉冲计数器13a的输出在被复位的时刻成为高电平，在该计数值达到预先设定的规定值(脉冲设定值)时成为低电平(参照该图(f))。作为脉冲计数器13a的规定值，是根据经验求出的相当于包含输入电流Ii的峰值区域附近(Vi≥Vo)的区间、例如电源相位90度以内的脉冲数。
在该情况下，如果根据过零点的检测，开关元件3c接通(参照该图(b)、(c))，然后输入电流Ii上升，然后由于其达到上限值而使开关元件3c断开(参照该图(a)、(c))，则脉冲计数器13a递加(参照该图(d)、(e))。这样通过使开关元件3c接通、断开，使输入电流Ii成为正弦波形。
这样，在输入电压Vi大于输出电压Vo的区域附近(输入电流Ii的峰值区域附近)，即输入电压Vi、输出电压Vo的变动、或负载4的变动等变大的区域以后，禁止开关元件3c的开关动作。
因此，在输入电流Ii的峰值区域附近之前，利用由开关元件进行的电流控制，使输入电流波形成为正弦波而减少高次谐波，在该峰值区域之后禁止开关，以抑制每个交流电源半周期的开关次数的波动(使其固定)，实现该电流控制的稳定化，进而容易地应对电源高次谐波限制。
此外，使上述开关元件3c的开关开始时刻为检测出过零点的时刻，但也可以相对于该过零点检测，为规定的正值(推迟)或负值(提前)。该情况下，优选该规定的正值或负值根据负载4或输入电流Ii的大小而改变，例如输入电流Ii越大则越提前，越小则越推迟、或增加上限值和下限值的范围。
作为上述规定值，可以根据电源频率(例如50Hz或60Hz)、输入电压或输入电流的大小、输出电压的大小、负载等而进行变更，此外，优选基于其中之一，或使用其组合，此外，也可以与该电源装置的使用环境以及使用该电源装置的设备等对应而变化。
即，由于电源的高次谐波特性根据输入电流或电源频率等而变化，该开关次数成为高次谐波抑制效果的重要参数，因此通过与该高次谐波特性对应而改变开关次数，可以提高高次谐波的抑制效果。此外，在相对于电源高次谐波限制值具有余量的情况下，可以通过减少开关次数，具有在开关损耗或电抗损耗的方面改善效率的效果。
在变更上述开关次数的情况下，例如在输入电流大于或等于7A时，开关次数设定为5次的情况下，在该输入电流小于或等于6A时变更开关次数，如果交流电源为50Hz则变更为8次，如果交流电源为60Hz则变更为7次。
作为上述负载4，如现有例所述，最适于经由逆变器单元的电动机。该情况下，优选上述开关开始时间和规定值是与该电动机转速或逆变器频率对应而求出的值。根据上述内容，可以使输入电流波形更接近正弦波，可以实现该电流控制的稳定化。
此外，也可以设置检测该输入电源电压的检测单元，使上述规定值与该输入电源电压的大小对应而改变。此外，设定上述规定值的参数根据电源环境及使用设备等而不同。
实施例2在这里，如果使上述开关元件3c的开关控制由软件构成，则可以根据例如图4的整流器框图，实现PFC(控制器)的世界通用。
该情况下，使电压控制等不需要高速控制的回路由软件构成，电流控制器表示图2中示出的磁滞比较器8d、逻辑电路8f、驱动部(门极驱动电路)7及开关元件(IGBT)3c等由电力系统主电路等构成的开关动作控制部。
该软件构成20由控制部13的微型计算机实现，首先由运算单元20b计算出对应于电源环境及使用设备等的电压指定值20a和输出电压检测值的偏差。使用该偏差，由电压基准信号振幅生成单元8b的PI(比例积分)20c计算比例项P，同时计算其积分项I，根据该比例项P和积分项I计算电流指令振幅值。
该电源指令振幅值由D/A变换单元20d变换为模拟的输出信号，向乘法单元7c输出。如上所述，基于该乘法单元7c的乘法运算结果进行电流控制。
在该电流控制中，由运算单元21计算电流指令值与输出电流值的偏差，将其输入至电流控制器22，进行上述动作。在该软件构成20中具有脉冲计数器13a及开关动作控制器20e，脉冲计数器13a根据来自电源相位检测电路(过零点)5的复位信号而开始计数动作。
开关动作控制器20e判断脉冲计数器13a的计数值是否达到由与上述电源环境及使用设备等对应的参数决定的规定值，对该计数值进行监视，另一方面，在脉冲计数器13a的计数值达到规定值之前，向电流控制器22输出开关元件3c的开关许可信号(参照图3(f)；高电平)。
在电流控制器22中，以使输入电流Ii处于上限值和下限值之间的范围内的方式，使开关元件3c接通、断开，同时将该开关次数信息向脉冲计数器13a输出。
如果脉冲计数器13a的计数值达到规定值，则对其进行监视的开关动作控制器20e使用于禁止开关元件3c进行开关的许可信号成为低电平。利用该低电平的许可信号，在电流控制器22中停止开关元件3c的接通、断开动作。
另一方面，通过上述电流控制器22的动作而得到的输入电流全波被反馈至运算单元21，同时利用搭载该电源装置的系统的函数G24而成为输出电流。由运算单元25在该输出电流中加入由干扰形成的负载电流，将其由积分部26积分而成为输出电压。
在使该输出电压成为负载4的电源电压的同时，由LPF 27去噪而反馈至上述软件构成20。该被反馈的输出电压经由A/D变换单元20f成为上述运算单元20b的输出电压检测值。
此外，从用于保护该电源装置的过压·过流保护单元23，向开关动作控制器20e及电流控制器22输出过压·过流保护信息，进行公知的保护动作。
这样，利用上述软件构成20，通过使用对应于各种状态的参数，可以恰当地进行开关元件3c的开关控制，此外，不会使电源装置(硬件)的成本升高。
实施例3在实施例3中，与上述实施例共同的部分标注了相同的标号，省略说明。
作为功率因数改善及高次谐波电流抑制方法的一个例子，存在上述实施例1或实施例2中记载的方式。该方式是通过少的开关次数使电流控制稳定，容易应对电源高次谐波限制。具体地说，通过使用图1所示的升压斩波电路，经由电抗器将电源短路，可以将输入电流波形控制为任意波形，利用如图2所示的控制构造，以使输入电流波形成为电源电压波形的方式，使开关元件的接通、断开，同时在达到规定的开关次数后，通过禁止开关动作，使输入电流稳定而进行控制(参照图3的波形)。
但是，这种方式中，输入电流波形容易受到电抗器电感值的波动、或由电阻值的波动造成迟滞宽度(上限值和下限值的设定范围)的波动等部件波动的影响。例如，在迟滞宽度小的情况下和迟滞宽度大的情况下，如果输出负载电压及开关次数相同，则由于在不同的电流指令值下进行动作，所以如图5(a)及该图(b)所示电流波形不同。此外，在电抗器电感不同的情况下，电流波形也不同。这些波形的不同会对高次谐波电流造成很大的影响，根据情况存在超过电源高次谐波限制值的问题。
另一方面，即使在电流的迟滞宽度及电抗器电感值相同的情况下，由于如果在电源电压不同的状况下进行开关，则开关元件的短路和断开时的电流的倾向不同，因此在电源电压的额定值不同的地区电流波形不同。由于为了成为在电源电压变动幅度很大的世界范围内适用的电源，需要在日本国内200V-10％至其他国家240V+10％等范围内抑制电源高次谐波，因此在现有技术中难以应对部件波动。
对于电源高次谐波，IEC标准中对直到40次为止的高次谐波电流在每个次数都规定了限度值，由于难以以一概表示，因此如下述使用所谓高次谐波评价指标Ymax的值进行说明。
如果使输入电流的n次高次谐波成分为In，使相对于n次高次谐波的限度值为Isn，则利用限度值进行标准化后的值分别成为I2/Is2、I3/Is3、I4/Is4、…、In/Isn、…、I40/Is40，成为表示相对于限度值的比例的值。
其中，如果使表示最大的值为Ymax，定义为Ymax＝max(I4/Is4、…、In/Isn、…、I40/Is40)，则在Ymax＞1时可以表示不符合标准，Ymax≤1时可以表示符合标准。
在这里，如上所述，电抗器电感值的波动、由电阻值波动造成的迟滞宽度(上限值和下限值的设定范围)波动等部件的波动、或电源电压的不同，是使Ymax＞1的主要原因。因此，现有技术难以满足电源高次谐波限制值。
第3实施例的目的在于，进行以少的开关次数改善功率因数，同时耐部件波动及电源变化的电源高次谐波限制应对的控制。
在这里，如果使图3示出的开关许可信号处于许可状态的时间长度为Ton，则在以输入电流、电源电压、电抗器电感、电流迟滞宽度、开关元件3c的开关次数作为参数时，可以看出Ton-Ymax的特性如图7所示。如该图所示，在Ton为2.75～3.1ms时，得到Ymax≤1的结果。
但是，输入电流与Ton的关系为图8示出的关系，在电抗器电感大、或/和电流迟滞宽度大、或/和开关次数多、或/和电源电压小时，Ton增大而该关系向该图(1)侧转变，另一方面，在电抗器电感小、或/和电流迟滞宽度小、或/和开关次数少、或/和电源电压大时，Ton减小而该关系向该图(2)侧转变等，在现有技术中，难以将Ton设定为使Ymax≤1的值。
因此，本实施方式中提供的电源装置，即使在存在电抗器电感值的波动或电流迟滞宽度的波动的状况下，也可以为了与世界范围内的电源电压范围对应，自动调整开关元件3c的开关次数，以使Ton在规定的范围内。
本实施方式的电源装置，在图3示出的开关许可信号的接通宽度Ton小于图7中的第一规定值(2.75)时，使开关元件3c的开关次数增加，在接通宽度Ton大于第二规定值(3.10)时，使开关元件3c的开关次数减少。此外，在开关许可信号的接通宽度Ton大于或等于第一规定值(2.75)、小于或等于第二规定值(3.10)时，保持开关元件3c的开关次数不变。
在这里，图7是使图6中示出的参数变动，测定此时的Ymax，以Ton为横轴描绘Ymax值的图。在这里，由于在Ymax＞1的条件下，不符合IEC标准，因此，图7表示，对于图6范围内的任意电抗器及电流迟滞宽度，只要改变开关元件3c的开关次数，而使Ton控制为始终在Ymax≤1的范围(上限值为3.05ms～3.10ms，下限值为2.8ms左右)内，就可以满足IEC标准。
这具有以下意义作为其结果，如图9及图10所示，在电流迟滞宽度小时，开关元件3c的开关次数设定为6次，在电流迟滞宽度大时，开关次数设定为5次这样的状态下，无论电流的迟滞宽度如何，都可以以使进行开关动作的区间的瞬时平均值相等的方式改变开关次数。
即，由于图7表示考虑电抗器的电感值的波动、或由电阻值波动造成的迟滞宽度波动等部件波动，而使这些参数变动时的Ton-Ymax的特性，因此，按照图7的结果，只要改变开关次数，使Ton控制在始终满足Ymax≤1的范围内，则即使存在上述部件波动，也可以满足电源高次谐波限制值。
更进一步说，图7示出的特性是电源频率为50Hz时的特性，通过将Ton的时间轴替换为电源相位轴，就可以适用于60Hz时。这样，可以实现该电源的世界通用化，无论部件波动如何，都可以进行耐电源变动(电源电压的不同)的电源高次谐波限制应对的控制。
具体地说，如图11及图3所示，Ton上限值/下限值计算单元102以图7为基础，输出使Ymax≤1的时间Ton的值(上限值/下限值)。本实施例中，以上限值设定为3.10ms，下限值设定为2.75ms进行说明。如后述，时间Ton的上限值/下限值可以根据输入电流的大小等条件变化，在该情况下，Ton上限值/下限值计算单元102基于该输入电流的大小等条件，计算最佳的上限值及下限值。
根据由电源过零点检测单元5得到的检测电源相位信号(过零点)的复位信号，使脉冲计数器13a及计时器101复位。由此，计时器101开始对时间Ton计时。脉冲计数器13a对开关元件3c的开关次数进行计数，在该计数值达到预先设定的规定值(脉冲设定值，在本实施例中为5次)时，脉冲计数器13a的输出(图3(f))成为低电平，由此，计时器101停止对时间Ton计时。因此，从计时器101输出开关次数为5次时的时间Ton。在本实施例中，此时的时间Ton为例如2.70ms。
另一方面，从Ton上限值/下限值计算单元102向开关次数计算单元103输出上述上限值/下限值的值(上限值为3.10ms，下限值为2.75ms)。开关次数计算单元103对时间Ton与上限值/下限值进行比较，在这里，由于时间Ton比下限值低，因此使脉冲计数器13a中设定的脉冲设定值增加1(本实施例中为6次)。这样，从下一个周期(过零点)开始，与脉冲计数值成为6次对应地，时间Ton延长，将时间Ton向高于下限值的方向进行控制。
另一方面，与上述例子相反地，在开关次数计算单元103中，时间Ton与上限值/下限值比较的结果是时间Ton比上限值大的情况下，使脉冲计数器13a中设定的脉冲设定值减少1次(本实施例中为4次)。由此，从下一个周期(过零点)开始，与脉冲计数值成为4次对应地，时间Ton变短，以使时间Ton低于上限值的方式进行控制。
这样，通过开关次数计算单元103对时间Ton与上限值/下限值进行比较，基于该比较结果，使脉冲计数器13a中设定的脉冲数设定值增加1次或者减少1次，随后使时间Ton处于上限值和下限值之间的范围内。由此，按照图7的结果，只要Ton一直被控制在使Ymax≤1的范围内，即使存在上述部件波动，也可以满足电源高次谐波限制值。
如上所述，由开关次数计算单元103，对由计时器101检测出的与脉冲计数器13a的输出对应的开关许可信号宽度Ton，和由Ton上限值/下限值计算单元102计算出的上限值(图7的3.10)及下限值(该图的2.75)进行比较，基于其比较结果，设定脉冲计数器13a的计数数据。然后，开关元件3c(参照图1)按照脉冲计数器13a中设定的规定次数进行开关。
上述过程中，由于开关次数的改变使输入电流波形产生过渡状态，因此使变更周期比电源周期延迟数秒程度，另一方面，优选使用低通滤波器104进行时间Ton的滤波处理。
此外，时间Ton的上限值/下限值，可以根据输入电流的大小而改变(上限值可以为小于3.05ms～3.10ms的值，下限值可以为大于2.8ms左右的值)，通过根据输入电流的大小而变化，可以从小负载至大负载均保证高功率因数。例如，在小负载的情况下，通过将上限值设为小于3.05ms～3.10ms的值、例如2.9ms，使开关元件3c的开关次数减少，可以使开关损耗减少。另一方面，在大负载的情况下，通过将下限值设定为大于2.8ms左右的值、例如2.9ms，可以改善功率因数。
实施例4下面，参照图12至18对实施例4进行说明。
实施例4是将本申请人的申请(特愿2004-6982)所涉及的发明，与上述实施例3组合而形成的。以下，在本申请中，以实施例4特有的内容(特愿2004-6982的内容)为中心进行说明。
在上述中，可以认为输出直流电压Vo对输入电流波形及高次谐波电流来说是重要参数。因此，如果上述输出直流电压Vo存在波动，则会对由上述电流控制产生的输入电流产生影响，即，与搭载了该电源装置的设备对应而高次谐波电流特性及功率因数改善特性不同，产生该电源装置的适应性降低的问题。
在上述电源装置中，从成本等方面考虑，电压反馈控制适于由微型计算机的软件来进行，因此，为了检测输出直流电压Vo，设置对该输出直流电压Vo进行分压的分压电阻电路，只要对该分压抵抗电路的输出进行A/D变换即可。
但是，由于上述分压电阻电路的电阻值波动或A/D变换所必需的A/D变换器基准电压AVR的波动等，使输出直流电压Vo的检测产生误差(即，比本来的值高或低)，由于含有该误差的输出直流电压Vo被反馈，从而使输出电压产生波动。
该部件等的波动为±4至6％的程度，例如在检测300V左右的输出直流电压Vo时，为±12至18V的程度的误差，该输出直流电压Vo的变动使该电流控制不稳定，此外，存在无法实现电源高次谐波限制等高次谐波特性的稳定性问题。
该波动对输入电流波形也有很大的影响，由于输入电流的增大造成电源电压降低、或其它系统连接设备的影响造成电源电压的增减，使输入电流波形不会保持与输入电压相似的波形，影响该电流控制的稳定。
在这里，第4实施例采用以下的结构。
本实施方式的电源装置，在对至少包含电抗器的升压斩波电路进行控制时，利用用于检测该升压斩波电路的输出电压Vo(t)的分压电阻电路、LPF及A/D变换器，检测无负载输出电压Vo(0)，另一方面，在该电流控制中，增加与电压偏差Ve对应的电压控制，该电压偏差Ve是将该无负载输出电压Vo(0)乘以规定比率值得到的A×Vo(0)和有负载输出电压Vo(t)之间的偏差，通过使有负载时的电压相对于无负载时的电压保持为规定比，无论分压电阻或A/D变换器基准电压AVR的波动如何，都可以使负载输出电压保持恒定。
即，根据本实施方式，升压斩波电路的输出电压与无负载输出电压的比Vo(t)/Vo(0)成为不依赖于分压电阻或A/D变换器的基准电压AVR的波动的值。
因此，只要由规定的电路测定而求出上述比率值A(＝Vo(t)/Vo(0))，就可以成为无论波动如何都可以用于各种机种的值。因此，通过将上述比率值A预先存储在表等中，可以使Vo(t)＝AVo(0)，对于任何装置都可以校正为真实值。
(例1)以下，参照图12至图17进行详细说明。此外，在图12中，与图1的构成要素相同或者可以看作相同的部分标注同一标号，省略重复说明。
在图12中，该电源装置包含输入电流检测单元10，其根据来自电流传感器(例如CT)6的检测信号，检测升压斩波电路3的输入电流Ii；分压电阻电路15，其串联连接电阻R1、R2而成，用于检测升压斩波电路3的输入电压Vi；分压电阻电路16，其串联连接电阻R3、R4而成，用于检测该输出电压(输出直流电压)Vo；LPF(低通滤波器)17，其用于去除噪音；微型计算机等控制部14，其对经过了该LPF 17的电压进行A/D变换而进行检测，基于这些检测值或由电源过零点检测部(电源相位检测部)5对交流电源1的过零点检测，向驱动部7输出使升压斩波电路3的开关元件3c接通、断开的信号。
此外，作为变形例，通过将图12中示出的升压扼流线圈(电抗器)3a及开关元件3c接入整流电路2的前段，作为有源滤波器，可以获得同样的效果，在该情况下，只要将电流检测单元等变更至适当的位置即可。此外，控制部14具有与图1的控制部13同样的功能，对于其它的部分由于与图1相同，因此省略其说明。
同时参照图13，上述控制部14包含电压指令14a，其发出用于抑制该输出电压波动的指令值(比率值)A；A/D 14b，其对经过了LPF 13的输出电压Vo(t)进行A/D变换而进行检测；判断单元14c，其用于将该经过了A/D变换的输出电压Vo(t)在无负载时和有负载时之间进行切换；无负载电压存储单元14d，其存储该无负载时的输出电压Vo(0)；乘法单元14e，其将该无负载时的输出电压Vo(0)乘以上述比率值A；运算单元14f，其对该乘法运算结果的电压指令值和有负载时的输出电压检测值Vo(t)进行运算；电压控制器14g，其基于该运算结果，计算输入电压检测值Vi(t)的校正量；以及开关动作控制器14h，其基于来自电源过零点检测部5的检测信号，与现有技术同样地，产生开关元件3c的接通、断开定时。
此外，上述控制部14还包括乘法单元14i，其将输入电压检测值Vi(t)乘以由电压控制器14g获得的运算值；以及电流控制器14j，其在基于由该开关动作控制器14h得到的开关定时，输出开关元件3c的开关信号时，加上该乘法单元14i的乘法运算结果，对输入电流Ii进行控制。该开关动作控制器14h及电流控制器14j也可以是图24示出的框图构成。
对于上述构成的电源装置的动作，参照图13的处理系统框图和图14至图16的流程图进行说明。控制部14与现有技术同样地，基于该输出电压指令值(负载4的施加电压指令值)，使开关元件3c进行开关，使输出电压成为负载4所需的规定值，同时，使输入电流波形成为正弦波形。此外，为了改善输入交流波形，实现高次谐波电流的降低，基于输入电源的过零点而使开关元件3c以规定次数进行开关。
在这里，对本实施方式的软件构成的处理进行说明，首先在电压指令值计算处理系统中，利用判断单元14c的切换得到无负载时的输出电压Vo(0)，存储在负载电压存储单元14d中，使用该输出电压Vo(0)获得电压指令值Vo*(t)。判断单元14c根据负载4是否运行，而判断无负载或有负载状态。
此外，上述无负载输出电压仅在规定期间形成无负载状态而进行检测，在该检测时，可以使用后述的无负载判断单元对无负载状态进行判断而对其检测值进行存储、更新。此外，优选上述无负载输出电压的检测，是将从该电源装置的电源接通后至负载开始起动的规定时间成为无负载状态，在该规定时间内执行，或使用间隔计时器每隔规定时间使上述负载的运行停止而在该运行停止时进行。
然后，如图14所示，比率值A参照预先根据经验求得的表得到，或基于当前的输出电压Vo(有负载时的输出电压Vo(t))计算出(步骤ST1)。将该比率值A与无负载时得到的输出电压Vo(0)相乘，得到电压指令值Vo*(t)(＝A×Vo(0))(步骤ST2)。
上述比率值A是考虑实现电源高次谐波限制而求得的值，此外是在负载4为电动机时，与该负载量对应而根据电动机控制系统所要求的电压值求得的值，当然也是参照表或根据函数进行运算得到的值。
在检测上述输出电压或输入电压等时进行A/D变换的A/D变换处理系统中，如图15所示，判断A/D变换数据(输出电压和输入电压)的种类(步骤ST10)。在该数据种类为输出电压时，对A/D变换结果进行滤波处理，同时代入Vo(t)中(步骤ST11)。然后，对负载状态进行判断(步骤ST12)，如果有负载，则保持输出电压Vo(t)不变，如果无负载，则将输出电压Vo(t)代入初始值Vo(0)中(步骤ST13)。
在上述数据种类为输入电压的情况下，对A/D变换结果进行滤波处理，同时代入Vi(t)中(步骤ST14)。然后，对负载状态进行判断(步骤15)，如果有负载，则保持输入电压Vi(t)不变，如果无负载，则将输出电压Vi(t)代入初始值Vi(0)中(步骤ST16)。对于其它数据，也执行与其对应的处理(步骤ST17)。
在进行上述电压反馈控制的输出电压控制系统中，如图16所示，如果是PI控制，则由运算单元14f计算上述电压指令值Vo*(t)与输出电压检测值Vo(t)的电压偏差Ve(步骤20)。根据该电压偏差Ve求出比例项P(＝Kp×Ve)，同时求出积分项I(＝Ki×∑Ve)，由此得到指令振幅D(＝P+I)(步骤ST21至ST24)，使用该指令振幅D获得电流指令值。其中，Kp为任意的比例增益，Ki为任意的积分增益。
对于上述处理系统的间隔时间，其基本关系为电压指令值计算处理系统的间隔时间≥输出电压控制处理系统的间隔时间≥A/D变换处理系统的间隔时间。
如果利用上述处理，电压控制器14g使电压指令值成为Vo*(t)，则为了使输出电压Vo(t)成为Vo*(t)，向乘法单元14i输出对输入电压Vi进行校正的乘法值。
由此，处理系统中的输出电压和输入电压等是使用相同分压电阻电路15的电阻R1、R2及A/D变换器基准电压AVR而得到的。此外，上述电压指令值Vo*(t)(＝A×Vo(0))与输出电压Vo(t)的电压偏差Ve，相当于与分压电阻电路15的电阻R1，R2的波动及A/D变换器基准电压AVR的波动等对应的量。
因此，在由上述开关动作控制器14h决定的开关元件3c的开关区间中，在由电流控制器14j进行电流控制的同时，在该电流控制中加上上述乘法单元14i的乘法运算结果，而增加使输出电压Vo(t)恒定的电压控制。
如果作为加上该乘法运算结果的电流控制，使开关动作控制器14h及电流控制器14j成为图24中示出的结构，则只要变更其电流控制中的输出电压指令值等即可。
这样，即使存在分压电阻R1，R2的波动或A/D变换器基准电压AVR的波动等，使该电流控制中的电压检测产生误差，也可以通过电压控制而不受该检测误差的影响，使输出电压Vo(t)保持恒定，实现该电流控制的稳定化，此外，可以抑制输入电流波形的由设备造成的波动，实现该电源装置的适用性的提高。
(例2)由于上述输入电流波形也受输入电压Vi的影响，因此上述A/D变换处理系统可以由图17示出的程序执行。该例2中的得到电压指令值Vo*(t)的方法为，将比率值A、无负载时的输出电压Vo(0)、有负载时与无负载时的输入电压Vi的比率Vi(t)/Vi(0)相乘而得出(步骤ST30，ST31)。
由此，由于考虑了输入电压Vi的变动，因此即使电源电压变动，也可以使输入电流波形保持与输入电压波形相似，使上述电流控制进一步稳定化。此外，根据上述实施例1，由于根据无负载时的输出电压设定电压指令值Vo*(t)，因此，无论由输入电流的增大造成电源电压的降低、或由其它系统连接设备的影响造成电源电压的增减如何，都可以使输入电压峰值与输出电压的比保持恒定。
此外，在上述例1中，使用无负载输出电压及有负载输出电压进行电压控制，但也可以设置检测由上述整流电路2整流的直流电压的整流平均值或有效值的单元，以及存储无负载时的整流平均值或有效值的存储单元，取代该无负载输出电压及有负载输出电压，而使用该存储单元的整流平均值或有效值，以及检测整流平均值或有效值。
在本实施方式中，如图18所示，将作为上述实施例3进行说明的控制(标号为200)、参照上述图12至图17作为上述例2进行说明的负载电压比率控制(标号为300)组合，可以使负载电压稳定，并且，可以使变换器系统整体相对于部件波动发挥可靠性。此时，如图18的控制框图所示，如果使比较要求速度的控制由硬件构成，而使即使是慢的处理系统也可以的控制由软件构成，则可以抑制产品成本。此外，该图中的电流控制器22可以由图11示出的磁滞比较器8d构成。此外，该实施例4可以容易地与其它的实施例进行组合。
实施例5以下，参照图19对实施例5进行说明。
在实施例5中，仅时间Ton的下限值(2.75)由Ton下限值计算单元102设定。在实施例5中，省略脉冲计数器13a的使用。
如图19所示，根据由电源过零点检测单元5得到的检测电源相位信号(过零点)的复位信号(图中的过零点定时)，使计时器101复位。由此，计时器101开始时间Ton的计时。由计时器101测得的计时值刚超过下限值(2.75)之后，在检测出开关元件3c的开关断开信号的下降沿(图中的IGBT下降沿)时，禁止开关许可信号的输出。
这样，通过在刚超过时间Ton的下限值(2.75)之后，在开关元件3c的开关断开信号的下降沿的定时，禁止开关许可信号的输出，可以可靠地使时间Ton处于图7的下限值(2.75)和上限值(3.10)之间。即，即使不预先设定上限值(3.10)，也可以通过在刚超过下限值(2.75)之后，禁止开关许可信号的输出，使时间Ton不会超过上限值(3.10)。
根据实施例5，由于可以不使用脉冲计数器13a，因此可以降低硬件的成本，或实现软件负荷的减轻。
实施例6下面，对实施例6进行说明。
进一步来说，在不需要使负载电压特别稳定这样的简单的变换器装置中，可以不与开关信号(图19的IGBT门极驱动信号)同步，而强制性地禁止开关许可信号的输出，以使时间Ton处于上限值(3.10)与下限值(2.75)之间。在这种情况下，也可以使图9及图10示出的开关动作区间的瞬时平均值保持相等，可以使电源高次谐波特性稳定化，抑制高次谐波电流。
即，在图19示出的实施例5中，由计时器101测得的计时值高于下限值(2.75)后，等待IGBT门极驱动信号的下降沿定时，而禁止开关许可信号的输出，与之相对，在实施例6中，在由计时器101测得的计时值高于下限值(2.75)的时间点，不等待IGBT门极驱动信号的下降沿定时，立即(强制地)禁止开关许可信号的输出。
在上述实施例6中，使禁止开关许可信号的输出的定时，为由计时器101测得的计时值高于下限值(2.75)的时间点，但也可以取代之，是上限值(3.10)，或是上限值与下限值之间的规定值。
实施例7以下，对实施例7进行说明。
实施例7是关于上限值/下限值的确定方法。
如果变更开关次数，则时间Ton增加。例如，如图21所示，在输入电流为I1的状态下，开关次数由n次变为(n+1)次时，Ton增加{T(n+1)-T(n)}。
图22是示意地表示图7中的Ymax-Ton的趋势的图。
假设Ton的下限值及上限值如图22所示，为T1及T2(T1为比Ymax＜1的第1阈值Tmin即2.75大的值，T2为比Ymax＜1的第2阈值Tmax即3.10小的值)。该T1与T2之间的宽度必须设定为大于由上述Ton的开关次数变更导致的增加量{T(n+1)-T(n)}。
其原因在于，开关次数为n次时的Ton小于T1，在使开关次数由n次变为(n+1)次，如果使Ton增加{T(n+1)-T(n)}则超过T2的情况下，无法通过变更开关次数将Ton控制为适当的值(T1与T2之间)。
此外，该T1及T2必须设定在图14示出的使Ymax＜1的2个阈值Tmin、Tmax的内侧。
实施例8实施例8也是关于上限值/下限值的确定方法。
在本变换器装置中，可以设定下限值＝Tmin，上限值＝Tmax，但在下限值与上限值的范围设定得较宽的情况下，在该范围内，产生开关次数可以为n次，也可以为(n+1)次这样的，满足开关次数的多个条件状况。此时，如图14所示，可以将T1设定为大于Tmin的值，将T2设定为小于Tmax的值，并且，也可以将输出最大功率因数的值设为T1、T2的值。由于趋势为Ton越大则功率因数越高，因此可以设定为T2＝Tmax、T1＝T2-ΔTon。在这里，ΔTon为相当于1次开关的Ton增加量。由于该最大功率因数点也存在根据输入电流值而变化的情况，因此也可以对上述T1及T2进行校正。
实施例9实施例9为实施例8的变形。
由于如果使开关次数增加，则开关损耗增加，因此也可以取代实施例8中的最大功率因数点，而是基于最大效率点设定T1及T2。
实施例10如前所述，在为了达到最大功率因数及最大效率，将由T1及T2形成的控制范围设定得较小的情况下，由于电源电压变动及部件波动等的影响，存在通过增加对应于1次开关的Ton，无法进入Ton的控制范围(T1至T2的范围)内的情况。例如，存在在开关次数为n次，Ton＜T1时，使开关增加为(n+1)次，成为Ton＞T2的情况。在这种情况下，可以变更T1或T2，使Ton的控制范围变宽。
实施例11作为Ton-Ymax特性的图7及图22是某个输出电压时的结果。图7及图22所对应的结果基于输出电压的大小，准确地说，基于输入电压与输出电压的关系而变化。因此，可以与输出电压的大小对应，预先求出分别与图7及图22对应的结果，参照这些结果，基于输出电压的大小，对T1及T2进行校正。
实施例12(应用电路)此外，由于上述实施例使用升压斩波型功率因数改善电路，因此不仅是图1示出的代表电路，也适用于所有如图20-1～图20-4所示的使用电抗器的电源短路电路。
如上所述，根据上述实施例，可以以少的开关次数改善功率因数，同时进行耐部件波动及电源变动的电源高次谐波限制应对的控制。此外，可以进行全球对应型的电源高次谐波控制，使搭载了本装置的产品的全球通用化变容易。
工业实用性根据本发明，由于可以使电源装置的电流控制稳定，使电源高次谐波限制变容易，不仅是空调及冰箱的压缩机，所有家电都能适用，同时也适用于工业设备。
权利要求
1.一种电源装置，其在将交流电源变换为直流电压而作为负载电压时，经由电抗器将所述交流电源短路而改善功率因数，其特征在于，使包含所述电抗器的功率因数改善单元的开关元件进行开关，同时根据输入电流和电源电压波形的输入电流基准信号之间的比较结果，使所述开关元件接通、断开，从而将所述功率因数改善单元的输出电压作为负载电压，另一方面，检测所述交流电源的过零点，基于该过零点检测，使所述开关元件仅开关规定次数。
2.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，所述开关元件的开关开始时间，与该电源装置的负载、或输入电流的大小对应而改变。
3.根据权利要求1或2所述的电源装置，其特征在于，所述开关元件的开关次数，设定为使所述交流电源的电源相位小于或等于90度。
4.根据权利要求3所述的电源装置，其特征在于，所述开关元件的开关次数，至少基于该电源装置的负载、输入电流的大小、或电源频率而确定，或者使它们组合而确定。
5.根据权利要求2或4所述的电源装置，其特征在于，在设定所述开关次数时，在该电源装置的负载为经由逆变器单元连接的电动机的情况下，基于其电动机转速或逆变器的输出频率而求出。
6.根据权利要求1、2、4中任意一项所述的电源装置，其特征在于，具有检测所述交流电源电压的电压检测单元，根据该检测电压确定所述开关元件的开关次数。
7.根据权利要求1、2、4中任意一项所述的电源装置，其特征在于，在从检测出所述过零点开始的规定时间内，完成所述开关元件的开关动作。
8.根据权利要求7所述的电源装置，其特征在于，对所述开关元件的开关次数进行调整，以在所述规定时间内完成所述开关元件的开关动作。
9.根据权利要求8所述的电源装置，其特征在于，在所述规定时间以后所述开关元件进行了开关动作的情况下，从上一次的所述开关次数中减去规定的次数作为所述开关次数，使所述开关元件进行开关动作。
10.根据权利要求8或9所述的电源装置，其特征在于，在所述规定时间以前完成所述开关元件的开关动作的情况下，在上一次的所述开关次数中增加规定的次数作为所述开关次数，使所述开关元件进行开关动作。
11.根据权利要求8或9所述的电源装置，其特征在于，设置对所述规定时间进行校正的单元，其在改变所述开关元件的开关次数后，其结果是所述开关元件的开关动作没有在所述规定时间内完成的情况下，对所述规定时间进行校正。
12.根据权利要求1、2、4、8、9中任意一项所述的电源装置，其特征在于，所述开关元件的开关次数利用计数功能进行计数，所述计数功能利用所述过零点检测而重置。
13.一种电源装置，其在将交流电压变换为直流电压而作为负载电压时，经由电抗器将所述交流电源短路而改善功率因数，其特征在于，使包含所述电抗器的功率因数改善单元的开关元件进行开关，同时根据输入电流和电源电压波形的输入电流基准信号之间的比较结果，使所述开关元件接通、断开，从而将所述功率因数改善单元的输出电压作为负载电压，另一方面，检测所述交流电源的过零点，从该过零点检测开始经过规定时间后，利用上述开关元件的下一个开关断开信号，完成上述开关元件的开关动作。
14.一种电源装置，其在将交流电压变换为直流电压而作为负载电压时，经由电抗器将所述交流电源短路而改善功率因数，其特征在于，使包含所述电抗器的功率因数改善单元的开关元件进行开关，同时根据输入电流和电源电压波形的输入电流基准信号之间的比较结果，使所述开关元件接通、断开，从而将所述功率因数改善单元的输出电压作为负载电压，另一方面，检测所述交流电源的过零点，从该过零点检测开始的规定时间后，强制地结束所述开关元件的开关动作。
15.根据权利要求8、9、13、14中任意一项所述的电源装置，其特征在于，所述规定时间根据电源频率、负载的大小或负载电压的大小而变化。
16.根据权利要求8、9、13、14中任意一项所述的电源装置，其特征在于，所述规定时间，基于以输入电流、电源电压、电抗器电感、电流迟滞宽度、开关次数为参数时的、所述开关元件的开关处于许可状态时的时间和与高次谐波相关的评价指标之间的关系而设定。
17.根据权利要求8、9、13、14中任意一项所述的电源装置，其特征在于，检测无负载时的输出电压和有负载时的输出电压，进行电压控制以使所述无负载时的输出电压和所述有负载时的输出电压的比为规定的值。
18.根据权利要求17所述的电源装置，其特征在于，所述交流电源由整流单元变换为直流电压而作为所述负载电压，取代所述无负载时的输出电压和所述有负载时的输出电压，而使用整流平均值或有效值。
全文摘要
使具有功率因数改善单元的电源装置中的电流控制稳定化，容易符合电源高次谐波标准。在将输入电源(1)变换为直流电压而由升压斩波电路(3)获得负载(4)的电压时，使升压斩波电路(3)的开关元件(3c)进行开关，经由升压扼流线圈(3a)而短路，从而改善功率因数。此时，控制该电源装置的控制部(13)，根据由输入电流检测部(10)检测出的检测输入电流与正弦波状的输入电流基准信号的比较结果，使该开关元件(3c)接通、断开，另一方面，在每个交流电源半周期中，从由电源相位检测电路(5)检测出过零点开始，使该开关元件(3c)开关规定的次数，其后禁止该开关，使每个交流电源半周期的开关次数保持不变。
文档编号H02M7/155GK101080864SQ20058004314
公开日2007年11月28日 申请日期2005年7月1日 优先权日2004年12月15日
发明者田口泰贵 申请人:富士通将军股份有限公司