专利名称：一种低成本、高效率的直流－直流变换器的制作方法
发明名称背景介绍发明所属领域本专利是属于电功率变换领域里的一项发明，更具体地说是关系到功率变换电路的拓扑。这种拓扑定义了功率转换器的电路结构以及当把一个给定的直流输入转换为另一个不同直流电平的输出时，功率开关器件的操作方式。
相关的领域描述半导体技术的迅速发展持续不断地把集成电路器件的工作速度和密度推向更高的水平。而且同时地对直流电源系统的输出电流容量和频率响应性能提出了更高的要求。另一方面，日益增加的电子产品高密度及小型化设计的要求又使得功率变换器可占有的空间不断地缩小。而对上述挑战以及越来越高的可靠性要求、高效率、高频率的功率变换方式已成为能够提供令人满意的解决方案的关键技术。频率越高，功率转换过程中所产生的热量就越小。散热所需要的空间和相关器件的重量就越小。随着器件温度的降低，功率变换器的可靠性也可大大地提高。另一方面，低功耗的功率转换也将允许使用更高的开关频率。从而进一步提高系统的动态响应速度。功率转换器中必不可少的电磁性器件及滤波元件等的尺寸也将随着频率的提高而减小。产品的体积自然也可以做的更小。在电功率转换过程中所产生的损耗主要分为两大分类导通损耗和开关损耗。导通损耗主要是当电流流过半导体功率器件及其他导电元件时所产生的电阻性消耗。开关损耗则主要是功率半导体器件在开关过程中所产生的损耗。目前，新一代的功率半导体器件，特别是金属氧化物场效应管(MOSFET)的导通电阻和导通电压降已经可以做的相当小。从而大大地改善了器件的导通损耗状况。另一方面，利用MOSFET的低导通电阻特性，变换器次级的大电流整流器件也可用MOSFET来替代。从而大大地降低了整流电路中功率电路的导通损耗。因为在这样的整流电路中，功率MOSFET需要和初级功率开关器件进行同步的开关操作。所以称作同步整流电路。在低电压大电流的整流应用中，同步整流电路所节约的导通损耗相当可观。一般来讲，如果不考虑导体的高频集场效应等，整个功率变换器的导通损耗随频率变化不大。从另一方面来讲，功率变换器中的开关损耗则与开关频率几乎成正比。总的开关损耗是每一项开关操作所产生的损耗和每秒钟开关操作次数的乘积。这一事实明显地使得高频率功率转换和高频率操作之间形成了矛盾。如果开关损耗不能有效地降低，提高操作频率，这将只能是空谈。对MOSFET器件而言，开关损耗一部分是由器件上的电压和电流在开关瞬间同时不为零的交迭区域所产生。另一部分则是由于MOSFET体电容放电所形成。MOSFET在导通瞬间的放电，不仅消耗了能量，同时也会产生电压、电流的尖峰。从而增加器件上所承受的电应力。并造成电磁干扰等问题。另外，在开关操作过程中，二极管器件的反向恢复过程也会进一步增加功率转换器的开关损耗和电磁噪音水平。在上述这种开关损耗中，由电流、电压非零交迭区所产生的损耗可用提高器件的开关速度进行改善。但是体电容放电及二极管反向恢复所产生的问题仍然存在。而且随着开关速度的提高，开关操作所引起的电磁干扰噪音将更恶化。所以对于上述这些情况，最有效的解决办法是软开关操作。软开关操作的主要做法是用某种特定的开关操作方式在实现功率转换的同时，引导储存在电感或电容中的能量的流动过程，从而使得在某一瞬间流过功率开关器件的电流或跨越功率开关器件两端的电压为零。并在这种电压或电流为零的期间，完成开关状态转换过程。这样一来，不仅消除了电压和电流在开关瞬间同时不为零的交迭现象。同时也避免了体电容放电和二极管反向恢复所产生的损耗和电磁噪音。零电压或零电流的软开关操作所用不同的方法来实现。谐振式功率变换器曾是比较流行的一种。在这一类变换器操作中，通常都利用电流电压在电容和电感之间的谐振特性。在谐振的过程中，当流过功率开关器件的电流或是功率开关器件两端的电压随着谐振相过零点时进行功率开关的开关操作。从而实现损耗很低的开关状态转换。谐振式变换器虽然可以非常有效地降低开关损耗。但也不可避免地具有如下的缺点1)。在谐振式过程中产生的电压和电流幅值都比较高，由此会增加功率器件所承受的电应力，并增加电路中的导通损耗。
2)。由于开关操作要随着谐振过程进行。而谐振频率是随着不同的负载条件等变化的。所以开关操作不能在一个固定的频率下进行。
3)。电路的工作范围比较窄。
4)。电路的分析和控制比较复杂。基于上述种种原因，谐振式电路拓扑在实践中并没有被广泛地应用在直流功率变化器中。目前在实践中，所采用的比较广泛的软开关电路主要是基于准谐振原理和直接脉宽调制(PWM)方式。其中最具代表性的电路拓扑一种是带有辅助开关的前馈正激电路，另一种是移相式全桥电路。图1所示一个典型的带有辅助开关的前馈正激变换器电路。如图所示，该电路有两个功率电子开关。S1是主开关，S2是辅助开关。S1和S2通常都采用MOSFET。S1和功率变压器T1初级串联后跨接于两个直流输入端上。S2和电容C1所组成的串联的电路和S1并联。当S1导通时，直流输入通过变压器T1的藕合作用传输到次级。在这个过程中，S2是打开的。当S1打开时，S2立即进入闭合状态。这时由于S2提供了一个双向导通的回路，在S1导通期间所储存T1中的电磁能量可以在由T1初级绕组C1，S2和输入电源所组成的回路中通过谐振进行能量转换。在这个过程中，C1首先被储存于T1初级绕组中的电流充电。然后再通过T1初级绕组进行放电。当C1上的电压放电到零时，S1两端的电压也为零。如果在这个时刻进行开关状态转换操作，也即打开S2，闭合S1，就实现了零电压开关操作。这种电路也有其缺点和局限性1)。变压器磁性工作于单边磁化状态。磁化曲线只有一半，被用于能量传递。所以变压器磁性材料的利用率较低。
2)。不能保证在所有的工作条件下都能实现零电压开关切换。当电磁储能较小时，振荡幅值也较小。C1两端电压有可能不能过零。
3)。调节比较麻烦。
4)。开关频率不能完全固定。移相式全桥电路能够克服上述这些缺点，并达到比较理想的软开关效果。图2.1和图2.2描述了一个基本的移相式全桥电路和它的主要工作波形。
如图所示，此电路所使用的初级功率电路为一种移相式全桥电路。次级采用了全波整流电路。次级全桥电路的四个主开关分别为S11，S12，S21，S22。由S11，S12所组成的左桥臂的开关节点为N1，S21，S22所组成的右桥臂的开关节点为N2，变压器T1的次级绕组接于N1和N2之间，变压器的次级绕组的输出端3、4经D1、D2整流后的信号通过滤波电感L和滤波电容C滤除脉动交流后成为直流由输出端Vo输出。
从图示的工作波形可见，VGS11、VGS12、VGS21、VGS22分别为S11、S12，S21、S22的门极控制信号波形，VN1、VN2为开关节点N1、N2相应的电压波形。Vp、Vs为变压器初、次级的电压波形。对于每一个单独的桥臂来讲，它的上、下两个功率开关S11、S12和S21、S22分别导通接近50％的开关周期。这样两个开关之间S11、S12和S21、S22的公共开关节点N1、N2，也即这个桥臂的输出端始终被其中一个开关拉到相应的直流电源端。因为变压器T1的初级绕组跨接在两个桥臂的输入端上。当两个桥臂出于相同的开关状态时，变压器T1初级绕组所得到的有效电压Vp为零，只有当两个桥臂处于不同的开关状态时，变压器初级绕组才能得到相当于输入直流幅值的有效电压。这样变压器初级绕组所得到的有效电压脉冲宽度就可以通过改变两个桥臂开关波形之间的相位差来控制。从每一个桥臂单独的开关波形来看，在上、下两个开关转换开关状态时插入了一个小的死区时间，也即当原来导通的开关关断后，原来关断的开关要等下一个死区时间td的延时后才导通。这样做法的一个目的是防止由开关时间误差引起的两个开关S11、S12、S21、S22在交替瞬间同时导通的现象。另一方面，当原来导通的开关关断之后，储存在变压器原边绕组中的电感性电流仍将保持它原来的流动反向。在这种趋势的推动下相应桥臂的开关节点N1、N2会被这种电感性电流从被原来导通的开关所接通的直流电位端推向另一个(相反的)直流电位端。由于电路中寄生参数的影响，象MOSFET的体电容等。这种开关节点的电位转换也需要一个短暂的时间来完成。死区时间的插入适得这种开关节点电位的转换有充分的时间完成。这种开关节点电位转换完成的时候，跨在下一个将要导通的开关两端的电压也同时变为零。在这个时候，使该开关导通，就非常成功地完成了零电压开关操作。这种全桥移相式的软开关电路工作性能总体上讲还比较理想。但一般要求变压器T1要有较大漏电感。否则在轻载时变压器所储存的电磁能量将不足以完成开关节点的电位转换过程从而不能达到零电压开关的效果。另外这种电路结构的成本也比较高，特别是控制芯片，其价格通常是推挽式PWM控制芯片价格的3到5倍。有关这种电路工作原理的详细描述可参阅发表在1988年高频功率变换学术交流会记录的论文“A 500KHz，250W DC-DC converter with multiple outputs controlled by phaseshifted PWM and magnetic amplifiers”.
本发明的总结本发明的目的就是要提供一种高性能、低功耗、电路简单而且成本低廉的直流功率变换器方案。本发明采用一种对称互补型PWM控制方案来控制全桥电路的功率转换过程。可以达到理想的零电压软开关效果。操作频率固定，而且控制线路简单，成本低。全桥两个桥臂的控制信号可直接从一对推挽式PWM控制信号转换而来，每个桥臂的上、下两个功率开关处于互补开关状态。通过这样的控制方法和传统对称PWM控制一样的控制效果。同时实现零电压开关操作。控制芯片可采用普通的推挽式控制器。所以成本也比较低。
图1所示为典型的带辅助开关的前馈式功率变换器电路。
附图中的文字注释Vin+ ---输入电压正极端Vin- ---输入电压负极端L、C2-滤波电路Vp---变压器初级绕组两端的有效电压T1---变压器Vs---变压器次级绕组两端的有效电压D---体二极管Vo---输出电压S1、S2、SR1、SR2---开关管GND----地图2.1描述了经典的移相式全桥功率变换器的电路。
图2.2描述了经典的移相式全桥功率变换器的主要工作波形。
附图中的文字注释VDC+ ---直流输入电压正极端VDC- ---直流输入电压负极端L、C——滤波电路Vp---变压器初级绕组两端的有效电压T1---变压器Vs---变压器次级绕组两端的有效电压D1、D2---整流二极管Vo---输出电压S11、S12、S21、S22---开关管GND----地VDC---直流输入电压图3所示为本发明的全桥式软开关及同步整流功率变换电路及原理操作波形。
附图中的文字注释VDC+ ---直流输入电压正极端VDC- ---直流输入电压负极端L、C-滤波电路Vp---变压器初级绕组两端的有效电压T1---变压器Vs---变压器次级绕组两端的有效电压D1、D2、D11、D12、D21、D22---体二极管C11、C12、C21、C22---体电容Vo---输出电压S11、S12、S21、S22---开关管SR1、SR2---同步整流开关GND----地VDC---直流输入电压td---延时时间A---A组B---B组图4描述了用推挽式PWM信号来实现本发明的软开关及同步整流操作的一种实现电路。
图5为使用本发明工作原理的另一种全桥式软开关及同步整流的电路结构。
附图中的文字注释
DC+ ---直流输入电压正极端DC- ---直流输入电压负极端L1、L2、SR1、SR2---倍流整流电路C----滤波电容Vp---变压器初级绕组两端的有效电压T1---变压器Vs---变压器次级绕组两端的有效电压Vo---输出电压正极端S11、S12、S21、S22---开关管GND----地发明的详细描述 图3.1所示为本发明所使用的其中原理图。
图3.2所示为本发明的基本电路结构及主要操作波形图。
如图所示，本发明所使用的初级功率电路为全桥式变换器电路。次级采用全波同步整流。次级全桥电路的四个主开关分别为S11，S12，S21，S22。由S11，S12所组成的左桥臂的开关节点为N1，S21，S22所组成的右桥臂的开关节点为N2，变压器T1的次级绕组接于N1和N2之间，变压器的次级绕组的输出端3、4经SR1，SR2整流后的信号通过滤波电感L和滤波电容C滤除脉动交流后成为直流由输出端Vo输出。
在图3的波形图中，VGS11、VGS12、VGS21、VGS22分别为S11、S12，S21、S22的门极控制信号波形，VN1、VN2为开关节点N1、N2相应的电压波形。Vp、Vs为变压器初、次级的电压波形。VGSR1、VGSR2分别为同步整流开关SR1、SR2的门极控制信号波形。图中列出了两组可实用的同步整流控制波形。分别以A组和B组来表示。
从图中的波形关系不难发现VGS11和VGS21和一般的推挽电路控制信号完全一样。从每一个桥臂来看，上、下两个则出于互补状态。也即如果忽略开关状态时延时td。当上端开关S11、S12导通时，下端开关S12、S22是截止的。而当S11、S21处于截止状态时S12、S22即进入导通状态。这样在暂不考虑VN1、VN2在开关状态时的瞬态过程，两个开关节点N1、N2的电位随着它们相应的桥臂的开关动作始终被钳在输入直流电源的正端或负端。而从VN1、VN2的相对关系来看，当S11和S21导通时，这两点处于相反的电位，也即当VGS11为高电平时(S11导通)VN1等于VDC+，而VN2等于VDC-。因此，变压器的初级绕组两端就出现了一个上正下负的相等于输入电压VDC的差动电压。相反，当VGS21处于高电平时(S21导通)，变压器初级绕组两端有一个上负下正相当于VDC的电压出现。而当VGS11、VGS21同时为低电平时，VN1、VN2都出于VDC-的电平。变压器初级绕组两端差动电压为零。最终得到的变压器初级绕组两端的有效电压波形如图中Vp所示。由此可见，采用图3.2中所示开关操作模式，变压器所得到的有效电压完全可以按照普通推挽式的脉宽调制(PWM)方法来进行控制。
不仅如此，从每一个单独桥臂的操作情况来看，以S11、S12所组成的桥臂为例，上下两个开关在开关状态转换时候通过开关转换延时时间td的调节可实现零电压开关操作。例如，在t0的时刻，S11处于导通，S12处于截止状态，变压器初级电流从VDC+经S11、S22到VDC-进行流动。由高变低，S11开始关断。这时，因为储存在变压器中的励磁电流和漏电感电流仍将保持在t0时刻的流动反向。从而改变路经由S22、VDC-及S12的反并联二极管D12进行流动。在这个转换路经的过程中，S11、S12的体电容C11、C12在变压器储能电流的推动下充、放电，节点N1的电位VN1则随着C11、C12的充、放电从VDC+逐渐向VDC-滑动。当在t1时刻，C11充电到VDC，而C12电压被钳在VDC-。如果变压器的储能足够大，D12将持续导通，以便维持如上所述的S22、VDC-、D12流动的路经。而把S12两端的电压钳在零。这时通过门极控制信号VGS12使S12导通。即实现了零电压开关操作。从而避免了硬开关操作所引起的开关损耗及电磁噪音干扰等。
上述开关操作模式有效地实现了零电压软开关PWM操作，实现了高效率直流功率变换的初级回路操作，其操作频率可完全固定。为进一步提高变换器的整体效率。变换器次级采用同步整流电路。图3.1所示为全波同步整流线路。SR1、SR2为同步整流开关。一般采用MOSFET，以利用其低导通电阻的特性。
同步整流电路的控制波形如图3.2中VGSR1、VGSR2所示。图3.2中所示有两种操作波形。分别以A组、B组来表示。在A组波形中，VGSR1、VGSR2分别和VGS22、VGS12取同样的波形。也即当S21导通时，SR1关断，而当S11导通时，SR2关断。在S11、S12都不导通的区间，变压器次级没有有效感应电压。SR1、SR2同时导通，流过滤波电感的电流通过SR1、SR2进行续流。这种同步整流操作模式最大限度地用MOSFET的导通能力，从而使得同步整流电路的导通损耗降低，而控制线路简单易行。图4所示为一实用的控制线路。图中D1、R1、C1、D2、R2、C2、D3、R3、C3、D4、R4、C4等提供了图3.2中所需要的导通延时td。而u1、u2、u3、u4则实现了信号整形及开关信号相位关系。这个电路直接把一对推挽式PWM控制信号PWM1、PWM2转成了整个变换器所需要的控制信号。VGS11、VGS12、VGS21、VGS2及VGSR1、VGSR2成本低，简单易行。
图3.2中所示B组同步整流控制信号也可以有效的实现同步整流操作。所不同的地方是S11、S12都不导通的区间，SR1、SR2只有一个导通来提供滤波电感电流的续流通路。很显然，这种方法在续流期间的导通阻抗比A组方式要高。但从理论上讲也是一种行得通的方案。
图5所示为另一种实现本发明操作方法的电路方案。该电路初级仍采用全桥结构。次级则采用倍流式同步整流线路。如图所示L1、L2、SR1、SR2分别作为4个桥臂接成桥式电路。电路的控制波形和图3.2中所示波形一样。和图4所示电路的主要不同点是L1、L2两个电感同时向负载提供电流。当SR1导通时，不仅提供整流电流经L1供给负载。同时也为L2提供了续流回路。当S11、S12都不导通时，SR1、SR2同时导通，为续流回路提供低阻抗的通路。
以上段落详细地描述了本发明所提供的高效率直流功率变换器操作及工作原理。这种方案不仅工作性能好，而且控制线路简单，电路本低，具有非常优良的实用价值。值得提醒的是，除了用于DC-DC率变换器以外，本发明的开关操作模式也可以用于其它开关式功率换器的应用。同时除了在本文图中所示的MOSFET器件，其它合适的率器件也可以作为图示电路的开关器件来实现同样的功率变换操作。
权利要求
1).一种高效率DC-DC功率变换器的操作控制方案。该方案采用图3.2所示的操作波形，能在图3.1及图5所示电路中实现固定频率软开关操作，并实现高效率同步整流控制。
2).一种把推挽式PWM控制信号转换成本发明所使用的开关控制信号的实用电路。其原理电路如图4所示。
3).一种实现高效率同步整流的操作方案及其控制信号的产生。其控制波形如图3.2中所描述，其信号实现电路如图4中相应部分所示。
4).一种在开关状态转换中实现开关导通延时的实用电路。如图4中相关部分所示。
全文摘要
本发明提供了一种实现零电压软开关操作的高效率功率变换器操作方案。该方案基于全桥式电路结构，从传统的推挽式PWM控制波形转换出所需要的控制波形。固定频率操作实现电路简单易行，效率高，成本低。本发明同时提供了一种高效率的同步整流控制方案。同步整流所需控制信号可直接从初级全桥开关控制信号中提取。效果好且无须附加逻辑线路。从而为高效率DC－DC功率变换器提供了一个整套的高性能、低成本设计方案。
文档编号H02M3/28GK1812240SQ20061002398
公开日2006年8月2日 申请日期2006年2月20日 优先权日2006年2月20日
发明者范剑平 申请人:艾默龙电子科技(嘉兴)有限公司