专利名称：电源控制电路和电源控制方法
技术领域：
本发明涉及电源控制单元和电源控制方法，更具体而言，涉及其中辅助电池(secondary battery)和设备彼此并联连接到输出的电源。
背景技术：
用作个人计算机和IEEE1394的通用接口的通用串行总线(USB)包括电源线以及接口装置。然而，从电源线提供的功率存在限制。例如，由USB接口提供的功率具有5V/500mA的电流限制。如果设备一侧请求超过该限制值的功率，则保护性电路被激活以便切断对设备的功率供应。然而，连接到接口总线的某些设备(如硬盘驱动器和DVD设备)在短时期内临时需要大的消耗电流，例如当其马达启动时。
存在这样一种电源，其中辅助电池和设备并联连接到其输出以便稳定地操作设备。在这种电源中，当可以从接口总线提供的功率具有富余时，辅助电池被该功率富余充电。并且，当设备所用的功率超过了接口总线的功率供应容量时，从辅助电池向设备提供短缺功率。
作为相关技术，公开了日本未实审专利申请No.2004-288537、2005-12889、2005-275611、H10(1998)-323026、2000-29544和H8(1996)-182219。
发明内容
然而，如果辅助电池和设备并联连接，则电压总是被施加给辅助电池从而充电状况持续。并且，充电电流在辅助电池完全充满后还流入辅助电池，从而导致了过充状况，并导致诸如电池服务寿命缩短之类的性能恶化或者诸如辅助电池破裂或着火之类的麻烦。
本发明被用来解决至少一个现有技术的上述问题，本发明的目的是提供一种能够防止辅助电池的过充并从辅助电池向设备提供功率的电源的控制电路和电源控制方法。
为了实现上述目的，根据本发明，提供了一种用于向辅助电池和负载提供功率的电源的控制电路，包括充电控制电路，所述充电控制电路用于控制输出电压，从而对应于所述辅助电池的充电停止指令使得到所述辅助电池的充电电流变为0。
根据本发明，还提供了一种用于向辅助电池和负载提供功率的电源，包括充电控制电路，所述充电控制电路用于控制输出电压，从而对应于所述辅助电池的充电停止指令使得到所述辅助电池的充电电流变为0。
另外，根据本发明，提供了一种用于向辅助电池和负载提供功率的电源的控制方法，包括控制输出电压，从而对应于所述辅助电池的充电停止指令使得到所述辅助电池的充电电流变为0。
功率是从电源向负载和辅助电池提供的。当负载使用的功率高于电源的功率供应容量时，负载的功率可由来自电源的功率和来自辅助电池的功率两者来实现。电源可用作辅助电池的充电器，或者用作用于各种设备的电源单元。
充电停止指令是告知辅助电池被完全充满的指令信号。充电停止指令由辅助电池的充电量监视电路(由CPU等代表)发出。如果充电量监视电路检测到辅助电池被完全充满，则从充电量监视电路输出告知该事实的充电停止指令。充电控制电路控制输出电压，从而对应于充电停止指令使得到辅助电池的充电电流变为0。从而，对辅助电池的充电停止。
如果即使在辅助电池被完全充满后对辅助电池的充电仍继续，则充电电流流入辅助电池从而使其被过充。如果辅助电池在充电完成后长时间不用，则由于电池内的自放电而导致电荷余量减小，并且电池电压下降，从而发生漏液。并且，可能发生诸如电池服务寿命缩短之类的性能恶化或者辅助电池的破裂或着火。然而，根据本发明，通过对应于充电停止指令使得到辅助电池的充电电流变为0以停止充电控制，可以防止辅助电池在完全充满后被进一步充电。因此，可以防止辅助电池的过充，从而阻止了辅助电池的恶化。
当结合附图阅读下面的具体实施方式
时，可以更完全地了解本发明的以上和其他的目的以及新型特征。然而，应当清楚理解，附图只是用于说明目的，并且不应当被当作是对本发明的限制。
图1示出了本发明的原理图；图2是DC-DC转换器1的电路图；图3是DC-DC转换器1a的电路图；以及图4是线性稳压器型DC-DC转换器1b的电路图。
具体实施例方式
图1示出了本发明的原理图。DC-DC转换器1G包括控制电路3G、电源电路PS和电流测量电路RS2G。控制电路3G包括误差放大器ERA1G、偏移电路15G和参考电压设置部分e1RG。从DC-DC转换器1G输出的充电电流CCG和负载电流LCG分别被输入到辅助电池2G和设备5G。从电流测量电路RS2G输出的检测信号Vx1G是对应于要被充电到辅助电池2G的充电电流CCG的信号。从参考电压设置部分e1RG输出的参考电压e1G是用于设置充电电流CCG的限制值的信号。
由于设备5G和辅助电池2G并联连接到DC-DC转换器1G，因此当设备5G使用比DC-DC转换器1G的功率供应容量更高的功率时，设备5G所需要的功率可由来自DC-DC转换器1G的功率和来自辅助电池2G的功率两者来实现。
偏移电路15G是依赖于辅助电池2G是处于充电状态还是处于非充电状态来改变偏移值的电路。如果辅助电池2G还未完全充满，则认为辅助电池2G处于充电状态。另一方面，如果辅助电池2G已完全充满，则认为辅助电池2G处于非充电状态。
下面描述充电状态下控制电路3G的操作。在充电状态下，辅助电池2G被充以充电电流CCG，充电电流CCG不超过由参考电压e1G设置的限制值。因此，设备5G的负载电流LCG变为0，从而即使提供自DC-DC转换器1G的所有功率都可被提供到辅助电池2G，也可以防止辅助电池2G被充以超过辅助电池2G的可允许容量的电流。
下面描述非充电状态下控制电路3G的操作。如果充电电流CCG还未达到由参考电压e1G设置的限制值，则检测信号Vx1G低于参考电压e1G。然后，偏移电路15G执行向检测信号Vx1G或参考电压e1G提供对应于充电禁止信号的偏移值的操作。
下面描述偏移值被偏移电路15G提供给检测信号Vx1G的情况。在该情况下，检测信号Vx1G被提供以正偏移，以减小检测信号Vx1G和参考电压e1G的电压差。然后，偏移电路15G输出被提供了偏移之后的信号到误差放大器ERA1G作为检测信号Ve4G。然后，误差放大器ERA1G识别出充电电流CCG流动量更大，多出的量对应于偏移值，并且进行操作以对应于电流限制值来控制充电电流CCG的量。结果，实际流动的充电电流CCG可被减小某一对应于偏移值的量。那么，如果偏移值被设置为等于参考电压e1G，则由误差放大器ERA1G执行的“将充电电流CCG维持低于限制值的控制”变得等于“将实际的充电电流CCG维持等于或低于0的控制”，从而充电电流CCG可变为0。
另一方面，将描述偏移值被偏移电路15G提供给参考电压e1G的情况。在该情况下，参考电压e1G被提供以负偏移，以减小检测信号Vx1G和参考电压e1G的电压差。然后，偏移电路15G输出被提供了偏移之后的信号到误差放大器ERA1G作为检测信号Ve5G。然后，误差放大器ERA1G的限制值下降。误差放大器ERA1G进行操作以对应于下降之后的限制值来控制充电电流CCG。结果，充电电流CCG可被减小某一对应于偏移的量。如果检测信号Ve5G的值被设为0，则充电电流CCG可被设为0，这是因为使充电电流CCG变为0的控制由误差放大器ERA1G执行。
因此，可以防止与设备5G并联连接的辅助电池2G被过充，另外，当设备5G的消耗功率变得大于DC-DC转换器1G的功率供应容量时，通过从辅助电池2G向设备5G提供功率，可以补充超过DC-DC转换器1G的供应容量的量。
下面参考图2描述本发明的实施例。图2示出了用于本实施例的充电器的DC-DC转换器1。DC-DC转换器1向设备5提供功率，并且进行操作来对辅助电池2充电。DC-DC转换器1的输入端连接到通用接口(USB等)(未示出)以便输入输入电压Vin。DC-DC转换器1的输出端连接到辅助电池2和设备5。输出电压Vout1和Vout2被提供给辅助电池2和设备5。DC-DC转换器1包括控制电路3、电源电路4和电流测量电阻器RS1、RS2。输入电压Vin连接到电流测量电阻器RS1的输入端和控制电路3的输入端CS1。并且，电流测量电阻器RS2的输出端连接到辅助电池2的输入端和控制电路3的输入端FB2。
下面描述电源电路4的结构。电源电路4包括扼流线圈L1和平滑电容器C1。扼流线圈L1的输出端连接到位于电流测量电阻器RS2的输入端和地之间的平滑电容器C1、控制电路3的输入端CS2和设备5。
下面描述控制电路3的结构。控制电路3包括作为主开关晶体管的晶体管FET1、作为同步整流开关电路的晶体管FET2、输入电流监视电路11、输出电流监视电路12、输出电压监视电路13、电荷余量监视电路14和PWM比较器PWM1。晶体管FET1是具有四极结构的MOS晶体管，该四极结构由漏极、漏极、栅极和背栅极组成。电流测量电阻器RS1的输出端连接到晶体管FET1的输入端，并且扼流线圈L1的输入端连接到输出端。另外，PWM比较器PWM1的非反相输出端Q1连接到晶体管FET1的控制端，从而使晶体管FET1由PWM比较器PWM1开/关。晶体管FET2的输入端接地，同时其输出端连接到扼流线圈L1的输入端。另外，PWM比较器PWM1的反相输出端*Q1连接到晶体管FET2的控制端。
如果晶体管FET1在片上结构(该结构与控制电路3形成了相同的LSI)中构造，则强化了背栅极端的设计自由度，从而可以容易地实现用于使背栅极接地的结构。显然，晶体管FET1可以独立于控制电路3被构造为作为独立器件的分立器件。类似地，显然，晶体管FET2可以由分立电源器件构造。
输入电流监视电路11包括电压放大器AMP2、误差放大器ERA3和参考电压设置部分e3R。输入端CS1连接到电压放大器AMP2的非反相输入端，并且输入端FB1连接到反相输入端，从而输出输出电压Vx2。输出电压Vx2被输入到误差放大器ERA3的反相输入，并且来自地的参考电压e3被输入到非反相输入。误差放大器ERA3的输出电压Vop3被输入到PWM比较器PWM1的第一非反相输入。
输出电流监视电路12包括电压放大器AMP1、误差放大器ERA1、偏移电路15和参考电压设置部分e1R。偏移电路15包括开关电路SW1和偏移电压设置部分e4R。输入端FB2连接到电压放大器AMP1的反相输入端，并且输入端CS2连接到其非反相输入端，从而输出输出电压Vx1。充电禁止信号CAS被输入到开关电路SW1，并且电压放大器AMP1的输出端连接到偏移电压设置部分e4R或误差放大器ERA1的非反相输入端。输出电压Vx1或输出电压Vx1加上偏移电压设置部分e4R的输出电压Ve4被输入到误差放大器ERA1的反相输入，并且来自地的参考电压e1被输入到非反相输入。误差放大器ERA1的输出电压Vop1被输入到PWM比较器PWM1的第二非反相输入。
在图2中，充电禁止信号CAS是允许或禁止充电电路对辅助电池2充电的控制信号。当输出低电平时，允许对辅助电池2的充电，而当输出高电平时，禁止对辅助电池2的充电。开关电路SW1是用于切换对应于充电禁止信号CAS的辅助电池2的充电电流的开关电路。
输出电压监视电路13包括输入电阻器R1、接地电阻器R2、误差放大器ERA2和参考电压设置部分e2R。输出电压Vout1被输入电阻器R1和接地电阻器R2的电路分压为分压电压DV，并被输入到误差放大器ERA2的反相输入，其中输入电阻器R1和接地电阻器R2串联连接在输入端FB2和地之间。来自地的参考电压e2被输入到误差放大器ERA2的非反相输入。误差放大器ERA2的输出电压Vop2被输入到PWM比较器PWM1的第三非反相输入。
电荷余量监视电路14包括电压比较器COMP1和参考电压设置部分e5R。分压电压DV被输入到电压比较器COMP1的反相输入，并且参考电压e5被输入到非反相输入。从电压比较器COMP1输出的输出电压Vc1从输出端CREQ输出。
三角波振荡器OSC1的输出端连接到PWM比较器PWM1的非反相输入端。PWM比较器PWM1的非反相输出端Q1连接到晶体管FET1的控制端，并且反相输出端*Q1连接到晶体管FET2的控制端。
下面描述DC-DC转换器1的操作。DC-DC转换器1是利用输出电压Vout2激活设备5并利用输出电压Vout1对辅助电池2充电的充电器。并且，如果设备5的消耗功率超过了由接口总线标准(如USB)确定的输入功率的限制值，则可以从辅助电池2向设备5提供超过限制值的功率。
DC-DC转换器1的动作被分为两类，即在辅助电池2的充电期间的动作和在充电完成后的动作。首先描述充电期间的动作。在充电动作期间，从控制电路(CPU等)(未示出)输出的低电平充电禁止信号CAS被输入到开关电路SW1。开关电路SW1对应于充电禁止信号CAS将电压放大器AMP1的输出端与误差放大器ERA1的反相输入相连。因此，对辅助电池2进行充电。
图2的DC-DC转换器1中的输出电压Vout2在下面的表达式(1)中给出。
Vout2＝Ton/(Ton+Toff)×Vin表达式(1)其中开启时间Ton是晶体管FET1处于导通状态的时间，关闭时间Toff是晶体管FET1处于非导通状态的时间。从表达式(1)清楚可见，输出电压Vout2可通过控制占空比加以控制。另外，由于充电电流CC可由输出电压Vout2控制，因此充电电流CC也可通过控制占空比加以控制。
流经扼流线圈L1的电流在晶体管FET1开启时是从输入电压Vin经过晶体管FET1提供的，而在晶体管FET1关闭时是经过晶体管FET2提供的。从而，由于输入电流IC的平均值等于输出电流OC的平均值和晶体管FET1的开启时间比(on-duty)的乘积，因此其以下面的表达式(2)表达。
IC＝Ton/(Ton+Toff)×OC表达式(2)从表达式(2)清楚可见，输入电流IC的平均值可通过控制晶体管FET1的开启时间比加以控制。
PWM比较器PWM1是具有三个非反相输入和一个反相输入的电压比较器，并且将输入到三个非反相输入的输出电压Vop1到Vop3中的最低输入电压与反相输入的电压相比较。从而，这是一个电压脉宽转换器，其在输入到非反相输入的误差放大器的电压高于输入到反相输入的三角波电压时输出脉冲。
下面描述DC-DC转换器1由输出电流监视电路12控制的情形。即，这是输出电压Vop1是输出电压Vop1到Vop3中的最低电压的情形。输出电流监视电路12中的电压放大器AMP1是用于通过放大在电流测量电阻器RS2的两端生成的电压降来输出对应于充电电流CC的电压的电压放大器。误差放大器ERA1是用于通过放大电压放大器AMP1的输出电压Vx1和参考电压e1之间的差来输出输出电压Vop1的放大器。另外，PWM比较器PWM1选择作为输出电压Vop1到Vop3中的最低电压的输出电压Vop1，并在输出电压Vop1高于三角波振荡器OSC1的输出电压时输出脉冲。当流经电流测量电阻器RS2的充电电流CC(从充电器流向电池的方向假定为正向)增大时，输出电压Vx1上升，这是因为在电流测量电阻器RS2两端生成的电压降增大。并且，输出电压Vx1和参考电压e1之间的差减小，从而误差放大器ERA1的输出电压Vop1下降。结果，PWM比较器PWM1的输出脉宽变窄，从而晶体管FET1的开启时间比减小，导致输出电压Vout2下降。从而，辅助电池2的充电电流CC下降。从而，输出电流监视电路12可以防止辅助电池2被充以超过由参考电压e1指定的可允许电流的电流。
下面描述DC-DC转换器1由输出电压监视电路13控制的情形。即，这是输出电压Vop2是输出电压Vop1到Vop3中的最低电压的情形。误差放大器ERA2放大DC-DC转换器的输出电压Vout1的分压电压DV和参考电压e2之间的差，并输出输出电压Vop2。PWM比较器PWM1将输出电压Vop2转换为脉冲信号。由于在输出电压Vout1上升时分压电压DV也上升，因此误差放大器ERA2的输出电压Vop2下降。结果，PWM比较器PWM1的输出脉宽变窄，从而晶体管FET1的开启时间比减小，导致输出电压Vout2下降。因此，输出电压监视电路13控制输出电压Vout1在对辅助电池2充电时不超过由参考电压e2指定的最大电压值。
下面描述DC-DC转换器1由输入电流监视电路11控制的情形。即，这是输出电压Vop3是输出电压Vop1到Vop3中的最低电压的情形。输入电流监视电路11中的电压放大器AMP2放大在电流测量电阻器RS1两端生成的电压降。误差放大器ERA3放大电压放大器AMP2的输出电压Vx2和参考电压e3之间的差，并输出输出电压Vop3。并且，PWM比较器PWM1输出脉宽对应于输出电压Vop3的大小的脉冲。
如果输出电流OC增大，则根据表达式(2)，流经电流测量电阻器RS1的输入电流IC也增大。由于随着输入电流IC的增大在电流测量电阻器RS1两端生成的电压降增大，因此输出电压Vx2上升。并且，输出电压Vx2和参考电压e3之间的差减小，从而误差放大器ERA3的输出电压Vop3下降。因此，PWM比较器PWM1的输出脉宽变窄，从而晶体管FET1的开启时间比减小，导致输出电压Vout2下降。并且，由于输出电流OC下降，因此根据表达式(2)输入电流IC也下降。结果，输入电流监视电路11可以通过控制输出电流OC进而控制输入电流IC来控制输入电流IC不超过由参考电压e3指定的最大电流值(500mA)。
如上所述，在输入电流监视电路11中，当设备5的消耗电流增大时，辅助电池2的充电电流减小，而如果设备5的消耗电流减小，则辅助电池2的充电电流增大。结果，辅助电池2的充电电流CC是受控的，以使得来自外部电源(如USB)的功率不超过其功率供应容量。另外，即使在设备5的负载电流LC变为0从而提供自外部的所有功率都可被提供给辅助电池2时，输出电流监视电路12也可以防止辅助电池被充以超过辅助电池2的可允许容量的电流。因此，辅助电池2的充电电流CC被控制为通过从可以从USB接口提供的最大电流(500mA)中减去设备5所需的电流而获得的值和辅助电池可允许的最大电流值中的较小值。另外，输出电压Vout1被输出电压监视电路13控制为在对辅助电池2充电时不超过最大电压值。从而，DC-DC转换器1被激活以遵守所有相应的限制值，如输入电流IC、充电电流CC和Vout1。结果，能够利用指定电压/指定电流进行充电，从而防止了辅助电池2的性能恶化。另外，如果设备5的消耗功率超过了由接口总线标准(如USB)指定的输入功率的限制值，则可以从辅助电池2向设备5提供超过限制值的功率。
下面将描述当辅助电池的充电完成时的动作。当控制电路(CPU等)(未示出)检测到辅助电池2被完全充满时，用于禁止辅助电池2的充电的高电平的充电禁止信号CAS被从控制电路输出，并被输入到控制电路3。如果输入高电平的充电禁止信号CAS，则开关电路SW1将电压放大器AMP1的输出端与偏移电压设置部分e4R相连。并且，从偏移电压设置部分e4R输出的输出电压Ve4的值变为电压放大器AMP1的输出电压Vx1加上偏移电压e4。结果，误差放大器ERA1识别出充电电流CC沿正方向流动量更大，多出的量对应于偏移电压e4，并且对应于参考电压e1来控制充电电流CC。结果，实际的充电电流CC的量可被减小某一对应于偏移的量。
如果偏移电压e4的值等于参考电压e1的值，则情况变为被识别出流动量更大(多出的量对应于由参考电压e1指定的电流)的充电电流CC被控制为等于或低于由参考电压e1指定的电流值。并且，这等同于控制实际的充电电流CC等于或低于0。因此，当辅助电池2处于非充电状态时，充电电流CC可被控制为等于或低于0。
如果偏移电压e4的值大于参考电压e1，则情况变为流动量比由参考电压e1指定的电流大的充电电流CC被控制为由参考电压e1指定的电流值。并且，这等同于控制实际的充电电流CC为负值(电流从辅助电池2流出的方向)。即，执行了用于控制充电电流CC为负恒定电流的动作。由于不发生对辅助电池2的充电，因此可以防止辅助电池2的过充。
下面描述电荷余量监视电路14的操作。如果辅助电池2在其充电完成后长时间不用，则由于电池内的自放电导致电荷余量减小，从而电池电压下降。由于DC-DC转换器1控制充电电流CC等于或低于0，因此由于辅助电池2的电荷余量的减小而导致输出电压Vout1下降，输出电压Vout2也下降。并且，由于即使在辅助电池2的电荷余量减小的情况下辅助电池2也不被充电，因此不能防止在充电完成之后辅助电池2的电压的下降。从而，电荷余量监视电路14是必要的。
电荷余量监视电路14是在充电完成之后经过一段预定时期时被激活的电路。电荷余量监视电路14的电压比较器COMP1在输出电压Vout1的分压电压DV高于参考电压e5时向输出端CREQ输出低电平的输出电压Vc1，而在分压电压DV低于参考电压e5时向输出端CREQ输出高电平的输出电压Vc1。即，电荷余量监视电路14可以通过监视输出电压Vout1利用输出电压Vc1来向控制电路(未示出)告知辅助电池2的余量相比于某一预定值减小了。在接收到通知后，控制电路输出低电平的充电禁止信号CAS，该信号告知对应于辅助电池2的余量的减小，辅助电池2的充电开始。然后，对应于低电平的充电禁止信号CAS，DC-DC转换器1开始辅助电池2的充电。因此，可以防止辅助电池2的电压下降。
下面描述本实施例的晶体管FET1。晶体管FET1是具有包括漏极、漏极、栅极和背栅极的四极结构的MOSFET，其中背栅极接地。
传统上，作为用于大功率的功率晶体管，使用了N型DMOS或P型DMOS晶体管。这些晶体管具有这样一种特性即电流沿其器件的截面的垂直方向(体方向)流动。然而，由于N型DMOS包括方向从源极到漏极的寄生二极管，而P型DMOS包括方向从漏极到源极的寄生二极管，因此开关动作只沿单向发生。因此，当中断来自物理连接到DC-DC转换器1的个人计算机等的接口总线的功率供应时，从辅助电池2到接口总线生成了经过主晶体管的寄生二极管的电流泄漏，这是要解决的一个问题。从而，传统上，有必要沿相反方向彼此串联连接DMOS晶体管或者插入二极管以防止电流泄漏，从而增大了电路尺寸或所需组件的数量，这是要解决的另一个问题。
然而，本实施例的DC-DC转换器1使用了N型MOSFET晶体管FET1作为功率晶体管，其包括具有漏极、漏极、栅极和背栅极的四极结构，其中背栅极接地。晶体管FET1具有这样一种特性即电流沿器件的截面的横向方向流动。从而，通过将背栅极接地可以在漏极和漏极之间形成两个寄生二极管。因此，仅仅利用晶体管FET1而无需使用任何其他晶体管或二极管就可以防止电流泄漏的生成，从而导致了电路尺寸和所需组件数量的减小。
如上详细所述，本实施例的DC-DC转换器1能够在辅助电池2处于充电状态时利用恒定电压和恒定电流对辅助电池2进行充电，并控制充电状态从而使充电电流CC在辅助电池2处于非充电状态时变得等于或低于0。从而，其中辅助电池2和设备5并联连接的充电器可以防止辅助电池2的过充，从而防止辅助电池2的恶化。并且，当设备5的消耗功率变为超过DC-DC转换器1的功率供应容量的值时，可以从与设备5并联连接的辅助电池2向设备5提供功率。
另外，当输出电压Vout1由电荷余量监视电路14监视时，可以检测到由于辅助电池2的自放电而引起的电池电压的下降。从而，可以防止辅助电池的电压下降。
作为主开关晶体管，使用了是MOSFET的晶体管FET1，晶体管FET1具有包括漏极、漏极、栅极和背栅极的四极结构，其中背栅极接地。通过将背栅极接地可以在漏极和漏极之间形成两个相反方向的寄生二极管。因此可以防止电流泄漏，从而可以防止从辅助电池2到外部电源的电流泄漏，而无需使用任何晶体管或二极管。
本发明并不局限于上述实施例，显然，在不脱离本发明的实质的范围内，本发明可以各种方式提高或修正。尽管图2的偏移电路15通过向电压放大器AMP1的输出电压Vx1施加偏移电压e4来控制充电电流CC等于或低于0，但是本发明并不局限于该示例。也可以向参考电压e1提供偏移，就像在图3中所示的DC-DC转换器1a上提供的输出电流监视电路12a那样。
输出电流监视电路12a具有偏移电路15a而不是图2的偏移电路15。在偏移电路15a上提供的开关电路SW1a对应于充电禁止信号CAS选择地电位或参考电压设置部分e1R，并输入到误差放大器ERA1的非反相输入端。
当辅助电池2处于充电状态时，告知允许辅助电池2的充电的低电平的充电禁止信号CAS被输入到开关电路SW1a。开关电路SW1a对应于充电禁止信号CAS将参考电压设置部分e1R与误差放大器ERA1的非反相输入相连。从而，充电电流CC的限制值依赖于参考电压e1而变化。
另一方面，当辅助电池2处于非充电状态时，告知禁止辅助电池2的充电的充电禁止信号CAS被输入到开关电路SW1a。开关电路SW1a对应于充电禁止信号CAS将地电位与误差放大器ERA1的非反相输入相连。并且，由于充电电流CC的限制值变为0，因此误差放大器ERA1控制充电电流CC等于或低于0。因此，当辅助电池2处于非充电状态时，可以利用偏移电路15a将充电电流CC控制为等于或低于0。
尽管根据本实施例，图2中所示的DC-DC转换器1是开关型DC-DC转换器，但是本发明并不局限于该示例。显然，如图4所示，这可以是线性稳压器型DC-DC转换器1b，其包括具有驱动器电路20的控制电路3b。
在本实施例中，已经描述了电压模式型DC-DC转换器。这里，本发明的发明点在于当辅助电池2处于非充电状态时控制充电电流CC等于或低于0。更具体而言，本实施例具有这样的特征，即偏移电路15对应于充电状态切换偏移值。从而，显然，本发明可以应用于电流模式型DC-DC转换器以及电压模式型DC-DC转换器。
尽管分别描述了向输出电压Vx1提供偏移电压的情形(图2)和向参考电压e1提供偏移电压的情形(图3)，但是本发明并不局限于该示例。显然，也可以向输出电压Vx1和参考电压e1二者提供偏移。
本实施例的控制电路3可以由单个或多个半导体芯片构造。另外，DC-DC转换器1可以由单个或多个半导体芯片构成。DC-DC转换器1和控制电路3可被构成为一个模块。另外，DC-DC转换器1可被构造为具有辅助电源的电源。在这种情况下，辅助电池2被提供在DC-DC转换器1上。辅助电池2按需要进行充电。另外，DC-DC转换器1可用作充电器。在这种情况下，辅助电池2被提供在设备5上。
同时，充电禁止信号CAS是充电停止指令的示例，误差放大器ERA1是第一误差放大器的示例，输出电压Vx1是检测信号的示例，参考电压e1是参考信号的示例。
电源控制电路、电源和电源控制方法可以防止辅助电池的过充，并且如果设备的消耗功率超过了电源的功率供应容量，则能够从辅助电池向设备提供功率。
本申请基于并要求2006年3月30日提交的在先日本专利申请No.2006-093574的优先权，这里通过引用并入其全部内容。
权利要求
1.一种用于向辅助电池和负载提供功率的电源控制电路，包括充电控制电路，所述充电控制电路用于控制输出电压，从而对应于所述辅助电池的充电停止指令使得到所述辅助电池的充电电流变为0。
2.如权利要求1所述的电源控制电路，其中所述充电控制电路包括第一误差放大器，所述第一误差放大器用于放大对应于所述充电电流的检测信号和用于设置所述充电电流的目标值的参考信号之间的差值；以及偏移电路，所述偏移电路对应于所述充电停止指令，向所述检测信号和/或所述参考信号提供偏移值以减小指示所述充电电流还未达到所述目标值的所述差值。
3.如权利要求2所述的电源控制电路，其中所述偏移电路被提供在所述检测信号的传输路径上，并且在还未分发所述充电停止指令时输出所述检测信号，而对应于所述充电停止指令输出已添加了所述偏移值的检测信号，所述偏移值增大了所述检测信号的电压值的绝对值。
4.如权利要求3所述的电源控制电路，其中所述偏移值是所述参考信号以上的值。
5.如权利要求2所述的电源控制电路，其中所述偏移电路被提供在所述参考信号的传输路径上，并且在还未分发所述充电停止指令时输出所述参考信号，而对应于所述充电停止指令输出地电压。
6.如权利要求1所述的电源控制电路，还包括比较器，所述比较器用于在所述辅助电池处于非充电状态时，将所述辅助电池的输出电压与预定设置电压相比较。
7.如权利要求1所述的电源控制电路，其中所述负载和所述辅助电池并联连接到所述电源。
8.如权利要求1所述的电源控制电路，还包括由MOS晶体管构成的输出晶体管，所述MOS晶体管具有四极结构，其中其背栅极连接到地电压。
9.一种用于向辅助电池和负载提供功率的电源，包括充电控制电路，所述充电控制电路用于控制输出电压，从而对应于所述辅助电池的充电停止指令使得到所述辅助电池的充电电流变为0。
10.一种用于向辅助电池和负载提供功率的电源的控制方法，包括控制输出电压，从而对应于所述辅助电池的充电停止指令使得到所述辅助电池的充电电流变为0。
11.如权利要求10所述的电源控制方法，还包括以下步骤放大对应于所述充电电流的检测信号和用于设置所述充电电流的目标值的参考信号之间的差值；以及对应于所述充电停止指令，向所述检测信号和/或所述参考信号提供偏移值以减小指示所述充电电流还未达到所述目标值的所述差值。
全文摘要
本发明的目的是提供一种其中辅助电池和设备并联连接到输出的电源控制电路以及电源控制方法，其能够防止辅助电池的过充，并从辅助电池向设备提供功率。设备5G和辅助电池2G并联连接到DC－DC转换器1G。设备5G既被提供以来自DC－DC转换器1G的功率，又被提供以来自辅助电池2G的功率。当辅助电池2G处于非充电状态时，偏移电路15G对应于充电禁止信号CAS，向参考电压e1G提供正偏移以减小检测信号Vx1G和参考电压e1G之间的电压差。误差放大器ERA1G由于识别出充电电流CCG流动量超出某一对应于偏移值的量，而减小实际流动的充电电流CCG某一对应于偏移值的量。
文档编号H02J1/00GK101047318SQ20061014997
公开日2007年10月3日 申请日期2006年10月19日 优先权日2006年3月30日
发明者小泽秀清, 松本敬史, 吉野孝博, 中村享 申请人:富士通株式会社