专利名称：多态dc-dc转换器的制作方法
技术领域：
总体而言，本发明涉及适于提供两种以上DC输出电压的DC-DC转换器。更具体地，本发明涉及包括第一和第二可控开关的多态或多模DC-DC转换器电路，其中，该第一和第二可控开关被配置用于充电电流的单向传导。
背景技术：
DC至DC (DC-DC)转换器广泛用于主要由电池供电的便携电子设备中。该便携电子设备可以是诸如移动电话、MP3播放器、手机、扬声器、蜂窝电话、膝上型电脑等的便携娱乐设备或移动终端。这些便携设备通常包含具有其自身DC电压要求的数个子电路，该自身DC电压要求不同于电池或外部电源提供的DC电源电压。此外，电池传送的DC电源电压随着存储能量的消耗而下降。开关-模式DC-DC转换器通过临时存储输入能量并随后将存储的能量释放至DC 输出电压节点或端子，可操作地将进入或输入DC电压电平转换至另外的DC电压电平。该临时能量存储可以在磁性部件(例如，电感器、变压器)和/或电容部件中。通过调节一个或多个可控开关的脉宽调制(PWM)占空因数(开/关时间的比例)， 可控制转换的功率量。在步降或降压模式转换器中，产生的DC输出电压处于向降压转换器供电的DC输入电压轨之间的DC电压范围内。在步升或升压模式DC转换器中，DC输出电压处于向升压模式转换器供电的DC输入电压轨之间的DC电压范围之外。DC输出电压相对于地可以是负的。降压和升压模式转换器这两者均包括电感器以及与该电感器耦接的两个可控开关。通常，每个可控开关均是可控晶体管和/或二极管。可控开关控制电感器的充电和放电。DC-DC转换器在将电感器连接至DC输入电压之间交替变换，以将能量存储在电感器中并使电感器向负载放电。磁性DC-DC转换器一般根据电流在其磁性部件(例如，电感器或变压器)中的流动分类成两种类型中的一种连续模式，其中电流电平在磁性部件中波动，但绝不会降为零；非连续模式，其中电流电平在转换周期期间波动并且在每个转换周期的结束时降为零。US2005/0088160公开了一种多输出DC-DC转换器，其设置有以预定循环开启和关闭的主开关，并且该主开关开启时将DC电源的输入DC电压施加至电感器；多个二极管， 其对于主开关断开时在电感器中产生的电压进行整流；辅助开关，其串联连接至多个二极管中的每一个；以及与多个二极管和辅助开关的各个串联电路相连的多个电容器，该多个电容器分别输出多个输出电压。US2007/0262760公开了一种能够传送多重DC输出电压的单-电感器DC-DC转换器。该输出电压之一总是高于输入电压，而其它输出电压可高于或低于输入电压。该DC-DC 转换器不需要在输入电压源与功率电感器之间连接输入功率开关。该DC-DC转换器在相同的开关周期期间向所有输出电压传送功率。使用最高的输出电压重置电感器电流。US6075295公开了一种从一个输入电压和一个电感器传送两种以上的DC输出电压的DC-DC转换器。通过对于传送至每个对应的输出电容充电进行控制的开关形成每个DC 输出电压。该控制器利用脉宽调制将正确的电量传送至每个负载并使传送至负载的能量的顺序同步。通过重新编程控制器来改变用于每个负载的预定的DC电压电平，从而修改各个负载从充电电感器接收的脉冲的持续时间和频率。US2004/0135562公开了一种用于利用单个电感器产生多个DC输出电压的开关式电源。该电感器设置有相对的第一端子和第二端子。第一开关连接在第一端子与电源之间以对电感器充电。电源的反向输出端包括第一电容器以及将电流从第一端子切换至反向输出端的第二开关。开关式电源的正向DC输出端包括第二电容器以及将电流从第二端子切换至正向输出端的第三开关。通过闭合第一开关在电感器充电循环期间将能量储存在电感器中。在电感器放电循环期间储存的能量被传递至反向输出端和正向输出中的至少一个。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种DC-DC转换器电路，该电路包括对于电感部件的耦合端子，以及可耦接至DC输入电源电压的DC电源端子。第一和第二可控开关包括各个控制端子，各个控制端子被配置为选择可控开关的状态。第一耦合端子可与第一电容器连接作为相对于接地端子的正向DC电压节点，第二耦合端子可与第二电容器连接作为相对于接地端子的反向DC电压节点。耦接至第一和第二可控开关的各个控制端子的数字控制器适于控制开关各自的状态；第一可控开关被设置在第二电容器与电感部件中间，第二可控开关被设置在第一电容器与电感部件中间。将电感部件耦接在第一电容器与第二电容器之间，用于在数字控制器的控制下至少在第一、第二、和第三转换器状态中将充电电流提供至第一和第二电容器中的至少一个。在第一转换器状态中，数字控制器适于设置或选择第二可控开关的闭合状态以通过电感部件向第一电容器供应充电电流；在第二转换器状态中，第一可控开关被设置为闭合状态以通过电感部件向第二电容器供应充电电流；以及在第三转换器状态中，第一可控开关和第二可控开关被设置为各自的闭合状态以通过电感部件从第一电容器向第二电容器供应充电电流；根据本发明，第一和第二可控开关中的每一个均被配置用于充电电流的单向传导。用于充电电流的单向传导的第一和第二可控开关的配置或适配使这些可控开关中的每一个均用作电流整流元件或整流器。然而，与传统半导体二极管相比，第一和第二可控开关的电流传导未伴有前向二极管压降，该前向二极管压降通常在0. 6伏特与0. 8伏特之间或对于可在标准半导体工艺(例如CMOS工艺)上集成的半导体二极管类型该压降甚至更高。这对于用于移动终端或其它电池供电的设备中的DC-DC转换器电路存在相当大的优势，原因在于增加了功率转换效率并降低了功率损耗。通过适当地设计可控开关，可轻松地使寄生串联电阻引起的、跨第一或第二可控开关的前向压降比上述的前向二极管压降小很多。不存在前向二极管压降还降低了 DC-DC转换器电路或DC-DC转换器内部产生的最大电压，这对于如今的亚微米CMOS工艺的有限最大额定电压是有优势的。第一和第二可控开关的电流整流特性的另一个明显优势在于自动阻止电流的非预期逆向流动，或第一和/或第二电容器放电，在全载条件和外部部件值下分别提供正向和反向DC输出电压的能力。这使得相当简单地使本发明的DC-DC转换器适于特定应用。最终，本发明的DC-DC转换器可在连续模式操作与非连续模式操作之间基本上瞬时切换。本发明的DC-DC转换器可适于在三种以上的不同转换器状态中操作。在三态 DC-DC转换器实施方式中，第一转换器状态优选地适于将充电电流传输至与正向DC输出电压耦接的第一电容器以增加正向DC输出电压。在第二转换器状态中，将充电电流供应给耦接至反向DC输出电压的第二电容器以增加反向DC输出电压的绝对值。最后，三态DC-DC 转换器被配置为在第三转换器状态期间同时将充电电流供应至正向和反向DC输出电压这两者，以增加转换器提供的这两种DC输出电压的绝对值。然而，技术人员应当理解本发明的DC-DC转换器的其它实施方式可包括一个或多个附加转换器状态。优选地，附加转换器状态伴有通过附加可控开关耦接至DC-DC转换器的附加内部或外部电容器，其中，附加可控开关被配置用于对流过其的充电电流进行单向传导或整流。附加内部或外部电容器储存用于在第四转换器模式中产生的附加DC输出电压的电荷。优选地，第一可控开关设置在第二电容器与电感部件的第一端之间，第二可控开关设置在第一电容器与电感部件的相对端或第二端之间。该电感部件可集成在具有DC-DC转换器电路的半导体衬底上或该电感部件可在半导体衬底外部或模铸在集成DC-DC转换器电路的半导体衬底上。优选地，电感部件包括电感器或变压器，诸如具有电感在0. 2μΗ与ΙΟΟμΗ之间(诸如，在1 μ H与20 μ H之间) 的线绕式电感器或线圈。可使用本发明的DC-DC转换器保持跨音频放大器的输出激励晶体管的输出晶体管的基本恒定的漏-源电压。比较器可以被配置为检测跨正向激励晶体管的漏-源电压并且如果该压降在预设的阈值之下则产生第一误差信号。DC-DC转换器可以响应于该误差信号并适于对正向DC电压节点充电直到该误差信号消失。可将类似的布置耦接至反向激励晶体管产生误差信号以使DC-DC转换器响应于第二误差信号开始对反向DC电压节点充电。 该误差信号相应地指示DC-DC转化器的DC电压节点处于目标范围或阈值之外，使得向所讨论的DC电压节点供应电荷以增加DC电压的绝对值。该误差信号还可被视为充电请求信号， 该信号表明应向DC-DC转换器的特定DC电压节点供应电荷或能量。第一和第二开关的单向电流传导使本发明的DC-DC转换器能够适于仅对正向和反向DC电压节点进行充电而不放电。其在本发明的DC-DC转换器电路构成反馈控制稳压系统的一部分(其中，正向或反向DC电压节点是反馈回路的一部分)的情况下，防止不稳定性。与现有技术中已知的仅产生固定或预设的DC电压输出电平或值相比，本发明的 DC-DC转换器的另一个优势是其以灵活和自适应方式产生所需或所要求的时变DC输出电压的能力。因此，本发明的DC-DC转换器可提供用于DC输出电压的计划或设计的工作范围内的任何具体的DC输出电压。在本发明的一个优选实施方式中，第一和第二可控开关中的每一个或至少一个适于-感应通过可控开关的充电电流的方向，-响应于充电电流的方向的变化来改变可控开关的状态。可直接通过电流传感器或间接地通过检测或测量充电电流流过的可控开关内的已知电阻上的压降来感应该充电电流。在后一种情形中，第一和第二可控开关中的每个均包括在可控开关的输入节点与输出节点之间耦接的串联电阻。电流感应电路被配置为感应流过串联电阻的充电电流的方向并根据充电电流的方向控制可控开关的状态。在有利的变型方式中，第一或第二可控开关的串联电阻包括半导体晶体管的导通电阻。通过使用半导体晶体管内在的导通电阻来感应流过第一或第二可控开关的充电电流的方向，防止功率损耗和半导体芯片区域的损坏。在一个实施方式中，电流感应电路包括可操作地跨第一或第二可控开关的串联电阻进行耦接的比较器。这允许比较器在比较器的输出端处检测并响应跨串联电阻的压降。 比较器可适于提供与可控开关中使用的逻辑电平兼容的、代表逻辑高“1”或低“0”的二进制输出电压对。第一和第二可控开关中的每一个均包括半导体晶体管，例如MOS晶体管，优选地， CMOS晶体管。能够按照三极管区域工作(triode region operation，线性区工作)中的漏-源电阻的形式、以非常低的导通电阻(例如小于500m Ω，或小于IOOrn Ω，或更小)来制造MOS晶体管。此外，可在亚微米CMOS工艺中在没有占用较大半导体衬底面积的情况下， 制造具有这种非常低导通电阻的MOS晶体管。因此，可将DC-DC转换器电路的制造成本保持较低。此外，能够作为可控开关的输入端或控制端子的CMOS晶体管的栅极通常呈现较大的输入阻抗并且容易地与普通CMOS逻辑门连接(interface)或被普通CMOS逻辑门驱动以提供对于可控开关状态的便利的数字控制。根据本发明的DC-DC转换器电路的优选实施方式，电流感应电路适于-响应于第一或第二可控开关的控制端子上的预先确定的逻辑电平将第一或第二可控开关设置成闭合状态。该电流感应电路响应于通过该可控开关的充电电流的方向变化自动从闭合状态变为打开状态。在有利的变型方式中，电流感应电路还响应于控制端子上的第二预先确定的逻辑电平从闭合状态变为打开状态。按照这种方式，第一或第二可控开关也可以响应于充电电流的方向变化自动变为其打开状态，数字控制器可迫使可控开关变为其打开状态。然而，在这两个实施方式中，数字控制器可操作控制端子或多个端子通过基于简单电平的逻辑信号迫使第一和/或第二可控开关至闭合状态。在本发明的特定实施方式中，DC-DC转换器被配置为根据反向或正向DC电压节点的负载基本上瞬时地在连续与非连续模式操作之间改变。该DC-DC转换器实施方式响应于状态切换请求与电感部件中的充电电流无关地从第一、第二和第三转换器状态中的一种状态基本瞬时地改变至另一种状态的能力展现出明显的优势。这意味着DC-DC转换器电路能够非常迅速地反应是否需要对第一或第二电容器充电，以将正向或反向DC电压节点上的电压保持在各自给定极限内。例如，如果DC-DC转换器在对正向DC电压节点充电的第一状态中工作，并且在第一脉冲后保持误差信号，则脉冲发生器可以产生第二脉冲。如果误差信号随后也指示反向DC电压节点上的误差，则在第二脉冲到达之前DC-DC转换器切换至第三转换器状态，从而对正向和反向DC电压节点同时充电，即使电感部件没有能够及时放电。在本发明的DC-DC转换器电路的另一个实施方式中，数字控制器被配置为在每次从DC输入电源电压向电感部件充电后将储存在电感部件中的能量进行放电至基本为零。 这能够导致从第一、第二和第三转换器状态中的一种改变至另一种的短时间延迟，但具有以下优势在正向和反向DC输出电压上供应已知在预先确定的限制内的波纹电压。根据又一个实施方式，数字控制器适于产生控制信号并将相应的控制信号施加至第一和第二可控开关的控制端子。每个控制信号均包括在每一个第一、第二和第三转换器状态期间的一个或多个脉冲。数字控制器可以适于按照所讨论的误差控制信号表示本发明的DC-DC转换器的电压的实际或测量的DC输出与相关的参考电压值或范围之间的差值的方式，响应与第一、第二和第三转换器状态中的特定一种有关的误差控制信号，产生一个或多个脉冲。误差控制信号可适于通过适当地适应或操控DC-DC转化器的反向和正向DC输出电压来保持跨H类音频放大器的输出晶体管的漏-源电压基本恒定。这允许H类音频放大器的DC电源轨跟踪施加至放大器负载(例如，扬声器)的音频输出信号的瞬时振幅。在特定优势的实施方式中，每个控制信号的一个或多个脉冲是基本恒定的持续时间。每个控制信号的一个或多个脉冲的基本恒定的持续时间或脉宽与转换器状态或转换器的任何改变无关，这使得能够通过在转换器状态期间改变脉冲重复周期或频率(即，使用脉冲密度调节的控制信号)对正向和反向DC电压节点中的至少一个提供DC输出电压调节。根据该实施方式，数字控制器被配置为通过控制在第一转换器状态期间供应至第二可控开关的控制信号的脉冲数目来调节在正向DC电压节点上的正向DC输出电压。此外，优选地，还通过控制在第二转换器状态期间供应至第一可控开关的控制信号的脉冲数目来调节在反向DC电压节点上的反向DC输出电压。使用基本恒定的脉宽以及取决于正向/或反向DC电压节点的实际负载改变脉冲频率或密度的一个优势在于可以将用于第一和第二可控开关的相应控制信号以及可选地用于下面所述的附加可控开关的相应控制信号保持严格数字化。此外，可以在所有情形中确定每脉冲置入电感部件的电量。优选地，DC-DC转换器电路适于能够对于一个或多个脉冲中的每一个而从第一、第二和第三转换器状态中的一个进行改变。这是可能的，原因在于第一、第二和第三转换器状态中的每一个均可利用存储在电感部件中的磁能或在没有该磁能的情况下开始。如果误差控制信号改变以指示需要改变转换器状态以将正向和反向DC输出电压中的一个或这两者保持在相应的预定电压限制或范围内，该属性能够使在每个新脉冲到达之前在转换器状态之间改变。优选地，DC-DC转换器包括多个附加可控开关，该多个附加可控开关由数字控制器通过提供给该多个附加可控开关的控制端子的相应的控制信号的方式进行控制。因此，可由数字控制器按照相关控制信号的方式将多个附加可控开关中的每一个设置为打开或闭合状态。优选地，这些附加可控开关中的每一个均是当置于闭合状态时能够在双向都传导流过开关的电流的普通半导体开关。多个附加可控开关可包括第三、第四和第五可控开关。 第三可控开关耦接在DC输入电压与电感部件的第一端中间，第四可控开关耦接在电感部件的第一端与地中间。第五可控开关耦接在电感部件的第二端与地中间。在第一转换器状态中，数字控制器适于通过施加相应的控制信号闭合第二可控开关和第三可控开关，从而对第一电容器充电保持正向DC输出电压。此后，打开第三可控开关并且闭合第四可控开关以放电电感部件。
在第二转换器状态中，数字控制器适于闭合第三可控开关和第五可控开关，从而对电感部件进行充电，随后打开第三可控开关同时保持第五可控开关闭合并闭合第一可控开关。因此，电感部件中的能量或电流通过第二电容器放电，从而将反向DC输出电压充电至更大的反向DC电压。在第三转换器状态中，数字控制器适于闭合第三可控开关和第五可控开关，以利用磁能对电感部件进行充电。随后，打开第三可控开关和第五可控开关并闭合第一和第二可控开关，从而将电感部件中的充电电流从第二电容器放电至第一电容器，以基本同时地对第二和第一电容器这两者进行充电。根据本发明的第二个方面，提供H类放大器组件，该H类放大器组件包括根据上述DC-DC转换器实施方式中的任意一个的DC-DC转换器电路，以及包括正向DC电源轨和反向DC电源轨的H类放大器。DC-DC转换器电路的正向DC电压节点和反向DC电压节点可操作地分别耦接至H类放大器的正向和反向DC电源轨。该H类放大器组件作为移动终端和便携娱乐设备(例如，移动电话、智能电话、MP3播放器等)中的声音再现的扬声器驱动器是非常有用的，原因在于高能效、紧凑布置和相对低成本对于移动终端和便携娱乐设备是重要的。在一些实施方式中，本发明的DC-DC转换器适于产生低至-1. 6V的反向DC输出电压，优选地至少低至-1. 8V，并且正向DC输出电压至少高达+1. 6V，优选地至少高达1. 8V。 本发明的DC-DC转换器可适于在2. OV和5. OV之间范围内(例如，在2. 3V至4. 8V之间) 的DC输入电源电压上工作。该DC电压范围对于其中可充电电池、或电池组提供了在该范围内DC电压的很多便携式设备应用是有用的。在其它有用的实施方式中，DC-DC转换器可包括一个或多个安全电路(例如，短路防护、过电流或过电压防护、安全上电和下电电路)以对DC-DC转换器周围的外部环境中不期望的或不安全的操作情况提供防御。
本发明上述和/或附加目的、特征和优势将参照附图，通过随后对于本发明的实施方式示例性及非限制的详细描述来进一步阐释，其中图1是包括根据本发明的第一实施方式的DC-DC转换器电路的DC-DC转换器组件的简化示意图，图2是用于图1中所示的DC-DC转换器电路的可控开关的简化示意图，图3是对于图1中所示的DC-DC转换器电路的可控开关的相应的控制信号的时序图，图4示出了包括图1中所示的DC-DC转换器组件的H类放大器组件。
具体实施例方式在以下部分中，将参照以示例方式示出本发明的优选实施方式的附图。图1示出了包括根据本发明的优选实施方式的DC-DC转换器电路的DC-DC转换器组件200的简化示意图。DC-DC转换器电路或DC-DC转换器通过各耦合端子(未示出)耦接至一对外部电源电容器202、203和外部电感器201，以形成本发明的DC-DC转换器组件 200。DC-DC转换器适当地产生用于H类音频放大器的自适应或可调正向和反向DC电源电压。然而，应当理解，示出的DC-DC转换器可连接至其它类型的负载。来自DC-DC转换器的正向和反向DC输出电压应跟踪互连的H类音频放大器(图4 中的400)的输出信号振幅，其中该H类音频放大器具有基本恒定的跨H类音频放大器的输出电阻器的漏-源电压，即，例如固定值150mV。正向DC电压输出将大于OV (诸如在1. OV 与1. 8V之间)并且反向电压DC输出值将低于OV (诸如在OV与-1. 8V之间)。DC-DC转换器组件200可仅使用单个电感部件201连同两个yF级(例如在 0.5 μ F和10 μ F之间)的输出或电源电容器202、203。电感部件201可设置在电路外部并且其可以是电感器(例如，线圈)或具有电感系数在5 μ H与10 μ H之间的类似物。在下文中，有关电感部件201可以使用电感器表达。作为DC输入电源电压被提供至DC-DC转换器组件200的DC电源电压204可包括例如基于可充电电池的电池电源。该DC电源电压204可具有范围在2. 3伏特与4. 8伏特之间的电平。数字控制器可包括脉冲发生器212和脉冲开关218等。DC-DC转换器的核心包括全部连接至外部电感器201的第一端子或第二端子的五个可控功率开关205、206、207、208及209 ；包含了脉冲发生器212和脉冲开关218以形成全数字控制逻辑块的数字控制器。一对可控功率开关205和206分别被示为各自具有控制端子23^、234b的可操控二极管，但包括如下面参考图2在附加的细节中详细描述的、适于对第一电容器202和第二电容器203的充电电流单向传导的CMOS开关。正如通过不同类型的开关符号所示出的，本发明的DC-DC转换器实施方式中的其他可控开关207、208和 209是普通的半导体开关。通过DC-DC转换器组件200的误差指示器线210、211来供应由比较器块(图4的 401)产生的一对误差控制信号。有关正向DC输出电压的误差在误差指示器线210上指示， 有关反向DC输出电压的误差在误差指示器线211上指示。当在误差指示器线210或211 上出现误差信号时，脉冲开关218适于在每个施加至可控开关205、206、207、208和209的控制信号中产生并传输一个或多个脉冲信号。优选地，一个或多个脉冲中每个脉冲的持续时间对于所有误差组合基本上是恒定的。因此，脉冲开关218作为用于脉冲发生器212提供的时钟脉冲的选通电路，该脉冲发生器212根据如误差控制信号所指示的、哪个正向和/ 或反向DC输出电压需要进行充电来向核心中的每个可控开关提供合适的控制信号以将所讨论的DC输出电压保持在一定的目标范围内或预定的阈值内。D触发器部件215用作记忆过去的误差控制信号的存储体或单元。D触发器部件 215可以是包括如所示的时钟输入端(Clk)的时钟装置。D触发器215由脉冲发生器212 提供的时钟信号219控制或其可包括诸如AND/OR门的其它数字逻辑电路。D触发器部件 215将误差控制信号中的一个或这两者对脉冲发生器212所施加的脉冲信号的变化同步至 D触发器215的时钟输入端。两个可控开关205和206是半导体CMOS开关的创新类型，可通过适当的设置在其控制端子23 或234b上的逻辑电平来迫使每一个开关均进入闭合或开启状态。一旦闭合， 则可控开关205和206中的每一个均使外部电感器201放电达一定时段并随后一旦通过所讨论的可控开关的充电电流改变方向或达到零则自动切换到打开状态。因此，正如以下结合图2a)和图2b)详细描述的，两个可控开关中的每一个均具有仅允许充电电流在一个方向上通过的电流整流功能。由于两个可控开关205和206中的每一个均可实现为半导体开
10关，因此其未表现出普通半导体二极管的前向二极管压降。通过适当设计可控开关可使跨可控开关205和206中每一个的压降极小。如果可控开关被实现为CMOS晶体管，则跨可控开关的输入端子和输出端子的压降可基本上由三极管区域工作中的CMOS晶体管的漏极端子与源极端子之间的串联电阻I DS决定。可以在误差指示器线210和211上指示三种不同的误差组合。在正向DC电压、反向DC电压中的任一个，或在这两种DC电压上同时出现误差。因此，DC-DC转换器组件200 可操作对应于这些工作条件的三种不同转换器状态中的一种。在这些转化器状态中，可控开关操作为1)第一状态-误差信号指示正向DC电压输出在该情形中，DC-DC转换器组件200 作为降压转换器工作。例如当在误差指示器线210上产生误差信号脉冲时，通过由时钟发生器217生成的时钟信号得到的脉冲信号在施加至D触发器215的时钟输入端(Clk)的下一脉冲处将该误差脉冲信号传输至D触发器215的输出端。优选地，时钟发生器适于产生具有频率在IMHz和IOMHz之间的时钟信号，这意味着脉冲可具有从0. 5 μ S至5 μ S的持续时间。一旦脉冲开关218感应到该误差信号脉冲，则其在脉冲持续时间期间将可控开关 207和206设置为各自的闭合状态，而剩余的可控开关205、208和209全部处于各自的打开状态或打开。正向DC电压节点213上的正向DC电压输出在脉冲的持续时间由DC电源电压204充电。接着，与DC电源电压204串联的可控开关207被打开，可控开关208闭合。 因此外部电感器201对地放电并且如果由于前面指示的误差已经消失而没有接收到更多的脉冲，则由于上面所述的可控开关206提供的充电电流的单向传导，因而一旦电感器201 中的电流改变方向，可控开关206就将自动中断外部电感器的进一步放电。DC-DC转换器保持在转换器状态1中，等待在误差指示器线210和211中的一个或这两者上的下一个误差指示。另一方面，如果误差指示持续，脉冲发生器212就将保持产生并向DC-DC转换器的脉冲开关传输更多的脉冲，使得以异相或非重叠方式保持在打开与闭合之间来回切换可控开关207和开关208。这通常使DC-DC转换器进入连续模式操作。2)第二状态-在反向DC电压输出上的误差指示在这种情形中，DC-DC转换器作为升压转换器工作，在反向DC电压节点214上对反向DC电压输出进行充电。当脉冲发生器212传输脉冲时，通过闭合可控开关207和209同时将剩余的可控开关设置为各自的打开状态，对外部电感器201进行充电。当脉冲结束时，通过将来自脉冲开关218的合适的控制信号施加至各个控制端子，打开可控开关207，保持可控开关209闭合，并闭合可控开关 205。这导致外部电感器201中流动的电流通过反向DC电压节点214进行放电，将该节点充电至更低的电势，即，更多的反向DC电压。如果此后误差指示消失，则当外部电感器201 中的充电电流改变方向时终止反向DC输出电压的充电，原因在于如上所述的、由在充电电流改变方向时自动打开的可控开关205所提供的充电电流的单向传导或整流。另一方面， 如果误差持续，则脉冲发生器212将继续产生并传输脉冲并且DC-DC转换器将以非重叠方式在打开与闭合之间来回切换开关207和开关205，这通常使DC-DC转换器进入连续模式操作。3)第三状态-在正向和反向DC电压输出上都存在误差指示在这种情形中，DC-DC转换器作为升压转换器工作。当接收到来自脉冲发生器212的脉冲时，通过接收了将可控开关207和209设置在其各自的闭合状态或“开启”状态的各控制信号的这些开关，来对外部电感器201进行充电。当脉冲结束时，可控开关207、209都将状态改变至打开状态而可控开关205和206都被设置为各自的闭合状态。这具有以下效果电感器电流从反向DC电压节点214对正向DC电压节点213进行放电，使得同时对DC 电压节点213、214这两者进行充电。随后，两种不同的情况可能出现在脉冲结束后误差指示持续或消失。如果误差指示消失，则一旦通过电源电容器202和203的充电电流改变方向，就通过可控开关205和206中断正向电压节点213和反向DC电压节点214的充电。另一方面，如果误差指示继续，则通过脉冲开关218将可控开关205和206设置为各自的打开状态，同时闭合可控开关207和209，使得对外部电感器201再次充电。如在上述的第一和第二转换器状态中，这可以使DC-DC转换器进入连续模式操作。三种转换器状态中的每一种均可在具有或在没有外部电感器201中的电流的情况下开始。这意味着本发明的DC-DC转换器组件200能够对于每个新脉冲在不同的转换器状态之间改变或切换。例如，如果误差在正向DC输出电压上出现，则DC-DC转换器以第一转换器状态工作对正向电压输出节点213充电，并且如果在第一个脉冲之后误差指示持续，则脉冲发生器212产生新脉冲。然而，如果关于反向DC电压也出现误差信号，则即使在第一和第三转换器模式之间做出切换之前电感器201没有时间放电时，DC-DC转换器也适于切换至第三转换器状态，使得分别对正向电压输出节点213和反向电压输出节点214这两者同时进行充电。通常，在现有技术的DC-DC转换器中，通过改变控制信号的脉宽同时保持脉冲频率恒定来实现DC输出电压调节，即，使实际DC输出电压适应于预设值或预设范围。这经常被称为脉宽调制(PWM)。然而，本发明的DC-DC转换器能够以恒定的脉宽来实现输出电压调节并替代地改变脉冲周期或重复频率以获得DC输出电压调节。通过以这种方式执行DC输出电压调节，可以将用于各种可控开关的控制信号保持为完全数字化，并且可在所有的情况中确定每脉冲置入外部电感器201中的充电量。本发明的DC-DC转换器实施方式可分别对正向电压输出节点213和反向电压输出节点214充电，而不对其进行放电。由于D触发器215，因此DC-DC转换器的状态可以仅在来自脉冲发生器212的新脉冲到达时才改变。因此，转换器状态在脉冲持续期间不改变，这导致工作频率的限制。下部附图，图2b)示出了图1中所示的可控开关205和206中的每一个或这两者的优选实现方式的简化示意图。出于比较目的，在图2a)中示出了图1中所示的可控开关 205和206的图示符号表示，以有助于可控开关205、206中每一个的符号表示与其实际实现方式之间的比较。可控开关205、206中的每一个均包括CMOS晶体管220，其模拟为插入在可控开关205、206的输入端子224与输出端子226中间的、与理想开关SWl串联的串联电阻&mES。有利地，串联电阻I^kies可以由CMOS晶体管220的漏-源电阻形成。因此，当可控开关处于闭合或开启状态时，由符号I指示的充电电流相应地在输入端子224与输出端子2 之间流动。施加至控制端子234的控制信号CONTROL的值或逻辑状态决定是否打开或闭合可控开关205、206。在本实施方式中，分别在可控开关205、206中每一个的输入端子2M和输出端子 2 之间的导通电阻主要由CMOS晶体管220的漏-源电阻构成，但是在其它实施方式中，已知值的电阻器也可被设置为与该导通电阻串联。该导通电阻可适于任何具体应用的需要， 但对于本发明的DC-DC转换器的多个有用实施方式，其可以位于ΙπιΩ和10Ω之间，例如在 IOOmΩ和1 Ω之间。可控开关205、206中的每一个适于借助电流感应电路对流过该开关的电流I进行单向传导或整流，其中，电流感应电流被配置为感应流过串联电阻I^sekies的充电电流的方向。根据感应到的、流过开关的电流方向来控制可控开关的状态(打开或闭合)。如以下解释的，合适操控相应的控制端子234 (CONTROL)允许打开或闭合可控开关205、206。电流感应电路包括SR闩228，反相器232，OR门230以及比较器222。比较器222 检测并响应跨串联电阻I^sekies的压降，原因在于该压降施加至比较器的正向和反向输入节点。因此，比较器222产生反应跨串联电阻I^sekies的压降的逻辑低或高输出，并因此还指示充电电流I的方向。如果正向输入端上的电压高于反向输入端上的电压，则比较器输出变为逻辑高或“1”。在相反的情形中，在充电电流I的指示方向中，比较器输出变为逻辑低或 “0”。如果将可控开关205、206的控制端子234设置为逻辑高或“1”，则SR闩2 的输出变为将开关SWl设置为闭合状态的逻辑高，使得从输入节点224向输出节点2 传导充电电流。如果控制端子234保持逻辑高并且充电电流I在指示方向中流动，则跨串联电阻 Rseeies的压降导致在比较器222的反向输入端处的电势高于正向输入端。这意味着比较器输出变为逻辑低，使得OR门230的两个输入端都变为逻辑低或“0”，这迫使SR闩228的重置输出端为逻辑低。因此，SR闩2 的输出保持逻辑高，这将SWl设置为闭合状态。现在，如果充电电流I改变方向并且控制端子234保持逻辑高，则跨串联电阻 Rseeies的压降改变符号并且比较器输出通过变为逻辑高来做出响应，导致OR门230的一个输入端变为逻辑高或“1”，这使得OR门230的输出转变为逻辑高。因此，SR闩2 上的重置输入端变为高，使SR闩2 输出为逻辑低，这迫使开关SWl至其打开状态导致中断或断开在输入节点和输出节点226之间的充电电流I的传导。因此，电流感应电路能够感应流过可控开关205、206的串联电阻I^sekies的电流方向，并且如果电流改变方向至非传导方向则自动中断或断开电流传导。然而，尽管自动中断充电电流类似于半导体二极管的单向电流传导或整流特性，但与前向二极管压降相比，跨本发明的可控开关205、206的串联电阻 Kehes的前向压降可做到极小。如前所述，串联电阻可容易地降至ΙΟΟπιΩ甚至更小。最后，在流过串联电阻I^sekies的充电电流没有任何逆向的情况下，还能够通过操作控制端子234 (CONTROL)来迫使可控开关205、206中的每一个进入其打开状态。这通过将控制端子234从先前的逻辑高状态返回至逻辑低状态来执行。如果可控开关205、206之一的控制端子234 (CONTROL)被返回至逻辑低而同时比较器的输出是逻辑低(指示电流在可控开关的传导方向上)，则OR门230的一个输入端将变为逻辑高或“1”而由于另一输入端连接至比较器输出端因此该另一输入端为逻辑低。这意味着SR闩2 上的重置输入端是逻辑高而设置输入端为逻辑低。因此，SR闩228的输出变为逻辑低，使得开关SWl的状态变为其打开或非传导状态。图3示出了在前面所述的本发明的DC-DC转换器组件200的第一、第二和第三转换器状态或模式中用于可控开关205、206、207、208和209中每一个的控制信号的时序图。 这三种转换器状态为
-状态1将充电加至正向DC电压输出节点；-状态2将充电加至反向DC电压输出节点；-状态3将充电同时加至正向DC电压输出节点和反向DC电压输出节点。沿着时序图的水平方向描绘三种转换器状态，其中，各个状态之间的边界通过垂直虚线标出。在时序图的垂直方向上，示出了以下信号由时钟发生器217 (图1)产生的时钟信号，elk ；供应至脉冲开关218和D触发器215的脉冲信号；以及供应至五个可控开关207、208、209、205和206的控制端子的相应的控制信号。在虚线上方设置的水平线段代表所讨论的开关的闭合状态。与虚线重合的水平线段代表所讨论的开关的打开状态。水平线之间的阴影区域代表开关处于闭合状态，直到通过该开关的电流将方向改变至与预定的正向或传导方向相反的方向。为了避免电流在与预定的正向方向相反的方向上流动，所讨论的开关被打开，即，如果发生如结合图2详细描述的，则断开。因此，只有可控开关205和 206拥有该单向电流传导或整流特性。在转换器状态1中，通过非重叠控制信号将可控开关207和208交替地置于闭合及打开状态，使得当可控开关207闭合时由DC电源电压(参见图1中的204)对外部电感器201进行充电。由于流过外部电感器201的充电电流的惯性，当开关207闭合并且在开关208闭合的至少一部分时间时能量被传递至电容器203。因此，一旦可控开关207打开并且可控开关208闭合，则储存在外部电感器201中的磁能传递至或作为充电电流倾卸至电源电容器(图1中的203)保持对正向DC输出电压的充电。该充电电流通过如其时序图“SW206”所指示的、设置在其闭合或传导状态的可控开关206进行传递。转换器状态2以与转换器状态1相似的方式工作，但现在将可控开关209设置为闭合状态而通过非重叠控制信号将可控开关205和207交替地置于闭合和打开状态。在转换器状态3中，三个普通的可控开关207、208和209被同时打开而可控开关 205、206这两者被设置为其各自的闭合状态。因此，充电电流从外部电感器201流向电源电容器203，保持对正向DC输出电压的充电，并通过电容器202和203之间的公共接地节点向节点214处的反向DC输出电压进行充电。图4以包括图1中所示的DC-DC转换器组件200的H类放大器组件的形式示出了本发明的DC-DC转换器电路实施方式的示例性应用，该DC-DC转换器组件200分别通过正向电源轨V+和反向DC电源轨V-向H类放大器400供电。H类放大器400向反馈比较器401发出一对误差信号，该反馈比较器响应地通过误差线210和211将合适的误差控制信号传输至DC-DC转换器组件200。这些误差控制信号保证由DC-DC转换器组件200作为正向和反向DC输出电压提供的电压跟踪H类放大器 400产生的音频信号的瞬时输出信号振幅。尽管已经详细地描述和示出了一些实施方式，但本发明并不限于此，而是还能够以在所附专利权利要求中定义的主题的范围内的其它形式来体现。具体而言，应当理解，在不偏离本发明的范围的情况下，可利用其它实施方式并做出对于结构和功能的修改。
权利要求
1.一种DC-DC转换器电路，包括 对电感部件的耦合端子；可耦接至DC输入电源电压的DC电源端子；第一可控开关和第二可控开关，包括各自的控制端子，所述控制端子被配置为选择所述可控开关的状态；第一耦合端子，可连接至第一电容器，作为相对于接地端子的正向DC电压节点； 第二耦合端子，可连接至第二电容器，作为相对于所述接地端子的反向DC电压节点； 数字控制器，耦接至所述第一可控开关和所述第二可控开关的所述各自的控制端子， 以控制所述第一可控开关和所述第二可控开关的各自的状态；其中，所述第一可控开关设置在所述第二电容器与所述电感部件中间，所述第二可控开关设置在所述第一电容器与所述电感部件中间；其中，所述电感部件耦接在所述第一电容器与所述第二电容器之间，用于在所述数字控制器的控制下至少在第一、第二、和第三转换器状态中向所述第一电容器和所述第二电容器中的至少一个供应充电电流；其中，在所述第一转换器状态中，所述第二可控开关设置为闭合状态，以通过所述电感部件向所述第一电容器供应充电电流；在所述第二转换器状态中，所述第一可控开关设置为闭合状态，以通过所述电感部件向所述第二电容器供应充电电流；在所述第三转换器状态中，所述第一可控开关和所述第二可控开关设置为各自的闭合状态，以通过所述电感部件从所述第一电容器向所述第二电容器供应充电电流；并且其中，所述第一可控开关和所述第二可控开关中的每一个均被配置用于充电电流的单向传导。
2.根据权利要求1所述的DC-DC转换器电路，其中，所述第一可控开关和所述第二可控开关中的每一个均适于感应流过所述可控开关的充电电流的方向， 响应所述充电电流的方向变化改变状态。
3.根据权利要求2所述的DC-DC转换器电路，其中，所述第一可控开关和所述第二可控开关中的每一个均包括半导体晶体管开关。
4.根据权利要求3所述的DC-DC转换器电路，其中，所述第一可控开关和所述第二可控开关中的每一个均包括耦接在所述可控开关的输入节点与输出节点中间的串联电阻，电流感应电路，被配置为感应流过所述串联电阻的所述充电电流的方向并根据所述充电电流的方向控制所述可控开关的状态。
5.根据权利要求4所述的DC-DC转换器电路，其中，所述第一可控开关或所述第二可控开关的所述串联电阻包括半导体晶体管的导通电阻。
6.根据权利要求4或5所述的DC-DC转换器电路，其中，所述电流感应电路包括可操作地跨所述第一可控开关的所述串联电阻或所述第二可控开关的所述串联电阻耦接的比较器。
7.根据权利要求4至6中任一项所述的DC-DC转换器电路，其中，所述电流感应电路适于通过将所述第一可控开关或所述第二可控开关设置为闭合状态来响应所述第一可控开关的所述控制端子或所述第二可控开关的所述控制端子上的预定的逻辑电平，响应于流过所述可控开关的所述充电电流的方向变化自动地从闭合状态变为打开状态。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的DC-DC转换器电路，所述DC-DC转换器电路被配置为根据所述反向DC电压节点或正向DC电压节点的负载来基本瞬时地在连续模式操作与非连续模式操作之间改变。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的DC-DC转换器电路，其中，所述数字控制器被配置为在每次从所述DC输入电源电压向所述电感部件充电后将储存在所述电感部件中的能量放电至基本为零。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的DC-DC转换器电路，所述数字控制器适于产生相应的控制信号并将所述相应的控制信号施加至所述第一可控开关和所述第二可控开关的所述控制端子；每个控制信号均包括在每一个所述第一、第二和第三转换器状态期间的一个或多个脉冲。
11.根据权利要求10所述的DC-DC转换器电路，其中，每个控制信号的所述一个或多个脉冲基本上是恒定持续时间。
12.根据权利要求11所述的DC-DC转换器电路，其中，所述数字控制器被配置为 通过控制在所述第一转换器状态期间供应至所述第二可控开关的所述控制信号的脉冲的数目，来调节所述正向DC电压节点上的正向DC输出电压，通过控制在所述第二转换器状态期间供应至所述第一可控开关的所述控制信号的脉冲的数目，来调节所述反向DC电压节点上的反向DC输出电压。
13.根据权利要求10至12中任一项所述的DC-DC转换器电路，其中，所述DC-DC转换器适于对所述一个或多个脉冲中的每个脉冲从所述第一、第二和第三转换器状态中的一种变为所述第一、第二和第三转换器状态中的另一种状态。
14.根据权利要求1至13中任一项所述的DC-DC转换器电路，其中，所述DC-DC转换器电路还包括多个附加的可控开关，所述多个附加的可控开关由所述数字控制器通过供应至所述多个附加的可控开关的控制端子的相应的控制信号的方式来进行控制。
15.一种H类放大器组件，包括根据前述任一项权利要求所述的DC-DC转换器电路， 包括正向DC电源轨和反向DC电源轨的H类放大器，所述DC-DC转换器电路的所述正向DC电压节点和所述反向DC电压节点分别耦接至所述正向DC电源轨和所述反向DC电源轨。
全文摘要
总体而言，本发明涉及适于提供两种以上DC输出电压的DC-DC转换器。具体地，本发明涉及包括第一和第二可控开关的多态或多模DC-DC转换器电路，该第一和第二可控开关被配置用于充电电流的单向传导。
文档编号H02M3/157GK102227864SQ200980148067
公开日2011年10月26日 申请日期2009年9月30日 优先权日2008年10月13日
发明者乌尔里克·瑟伦森·维斯马 申请人:音频专用集成电路公司