电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法

电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法
【专利摘要】本发明在向多个半导体元件进行分流而流过电流的电力变换装置中，补偿半导体元件中的电压下降而得到高精度的输出电压。在串联连接了两个半导体器件群的支路(21)的半导体器件群内的元件之间，在该半导体器件群中流过的电流中产生分流的电力变换装置中，具备：电流传感器(26)，检测半导体器件群中流过的电流；电压指令制作部(31)，计算所输出的电压指令值；电压下降计算部(32)，使用由电流传感器(26)检测出的电流值、和包括半导体器件群的分流特性的电压下降特性，计算半导体器件群的电压下降；以及开关控制部(33)，使用所计算出的电压下降，校正由电压指令制作部制作出的电压指令值，控制开关元件的接通/断开。
【专利说明】电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法
[0001] 本申请为同一 申请人:于2010年5月26日提交的申请号为201080053111. 9 (PCT/ JP2010/058900)、发明名称为"电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法"的中国专利申 请的分案申请。

【技术领域】
[0002] 本发明涉及将直流电力变换为交流电力的电力变换装置，特别涉及可变速马达驱 动装置、与系统连接的电力变换装置。

【背景技术】
[0003] 在电力变换装置中，串联地连接2个将开关元件和环流二极管并联连接而得到的 半导体器件群，并对其两端施加直流电压，并在半导体器件群彼此的连接点设置了输出端 子的结构较多。在这样的电力变换装置中，如果上分路的开关元件接通，则将正的直流电压 输出到输出端子，如果下分路的开关元件接通，则将负的直流电压输出到输出端子，所以以 使该开关周期的输出电压平均值等于电压指令的方式，控制开关元件的接通/断开。理想 地，1个开关周期的平均电压等于电压指令。如果在开关元件中使用IGBT，则根据电流的方 向，在开关元件或者环流二极管的某一个中流过电流。在这样的电力变换装置中，由于在开 关元件中发生电压下降（接通电压），所以输出电压未成为依照指令值的电压。如下的技术 记载于专利文献1，为了补偿该电压下降，在上下各分路中分别设置电流传感器，判别在各 分路中流过的电流是开关元件中流过的电流还是环流二极管中流过的电流，并补偿各自的 电压下降，从而得到依照指令值的输出电压。
[0004] 另一方面，有如下的电力变换装置，进行同步整流，其中通过在开关元件中使用 M0SFET并使用开关元件和环流二极管的分流来降低损失（例如，专利文献2)。
[0005] 【专利文献1】国际公开W002/084855号公报
[0006] 【专利文献2】日本特开2008 - 61403号公报


【发明内容】

[0007] 在专利文献2所述那样的使用了同步整流的电力变换装置中，有时向开关元件和 环流二极管进行分流而流过电流，所以无法如专利文献1那样，通过判别电流流过开关元 件还是流过环流二极管来补偿电压下降。
[0008] 因此，本发明的目的在于，提供一种电力变换装置，在向多个半导体元件进行分流 而流过电流的电力变换装置中，能够补偿半导体元件中的电压下降，得到高精度的输出电 压。
[0009] 本发明提供一种电力变换装置，被构成为在串联连接了 2个将开关元件和开关元 件以外的半导体元件并联连接而得到的半导体器件群的支路中，半导体器件群被串联连接 的连接点成为交流输出端子，支路的两端成为直流端子，在半导体器件群内的元件之间，在 该半导体器件群中流过的电流中产生分流，其特征在于，具备：电流传感器，检测半导体器 件群中流过的电流；电压指令制作部，计算所输出的电压指令值；电压下降计算部，使用由 电流传感器检测出的电流值和包括半导体器件群的分流特性的电压下降特性，计算半导体 器件群的电压下降；以及开关控制部，使用由该电压下降计算部计算出的电压下降，校正由 电压指令制作部制作的电压指令值，控制开关元件的接通/断开。
[0010] 在向多个半导体元件分流而流过电流的电力变换装置中，在电压指令与输出电压 之间产生的起因于半导体器件的电压下降的误差电压被校正，得到高精度的输出电压。

【专利附图】

【附图说明】
[0011] 图1是示出应用了本发明的实施方式1的电力变换装置的电力装置的结构的一个 例子的电路图。
[0012] 图2是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的主电路（支路）的电路图。
[0013] 图3是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的控制部的框图。
[0014] 图4是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的时序图。
[0015] 图5是说明本发明的实施方式1的V_on的计算期间和使用该V_on的值来校正电 压指令值的校正期间的变形的图。
[0016] 图6是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的各状态下的动作的图。
[0017] 图7是示出包括本发明的实施方式1的半导体器件群的分流特性的电压下降特性 的图。
[0018] 图8是说明本发明的实施方式2的电力变换装置的动作的时序图。
[0019] 图9是示出包括本发明的实施方式2的半导体器件群的失效时间期间中的分流特 性的电压下降特性的一个例子的图。
[0020] 图10是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的主电路（支路）的电路图。
[0021] 图11是示出本发明的实施方式3的控制部的框图。
[0022] 图12是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的主电路（支路）的电路图。
[0023] 图13是示出包括本发明的实施方式4的半导体器件群的分流特性的电压下降特 性的一个例子的图。
[0024] 图14是示出本发明的实施方式4的另一电力变换装置的主电路（支路）的电路 图。
[0025] 图15是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的主电路（支路）的电路图。
[0026] 图16是示出包括本发明的实施方式5的半导体器件群的分流特性的电压下降特 性的一个例子的图。
[0027] 图17是示出本发明的实施方式6的电力变换装置的主电路（支路）的电路图。
[0028] 图18是示出包括本发明的实施方式6的半导体器件群的分流特性的电压下降特 性的一个例子的图。
[0029] 图19是示出本发明的实施方式6的另一电力变换装置的主电路（支路）的电路 图。
[0030] 图20是示出本发明的实施方式6的又一电力变换装置的主电路（支路）的电路 图。
[0031] 图21是示出本发明的实施方式7的电力变换装置的主电路（支路）的电路图。
[0032] 图22是示出包括本发明的实施方式7的半导体器件群的分流特性的电压下降特 性的一个例子的图。
[0033] 图23是示出应用本发明的电力变换装置的电力装置的结构的其他例子的电路 图。
[0034] 图24是示出将本发明的电力变换装置应用于图23的电力装置的情况的控制部的 框图。
[0035] (符号说明）
[0036] 21 :支路；22 :控制部；23&、2313、613、6113、813、8113、913、9113:开关元件243、2413、 62a、62b、92a、92b :寄生二极管；25&、2513、643、6413、843、8413、953、9513:半导体器件群 ；26、 29a、29b、65、67a、67b、68a、68b、69a、69b、85、96、99a、99b、107a、107b、108a、108b、109a、 109b :电流传感器；31、310 :电压指令制作部；32、320 :电压下降计算部；33 :开关控制部； 63a、63b、83a、83b、93a、93b :肖特基势垒二极管；82a、82b、94a、94b:PiN二极管；Td:失效 时间；Tsw :开关半周期

【具体实施方式】
[0037] 实施方式1.
[0038] 图1示出应用本发明的电力装置的电路图。图1示出作为电力装置的例子在可变 速马达驱动装置中应用了本发明的电力变换装置的情况的电路图。电力装置能够大致分成 作为电力变换器的输入侧变换器1和输出侧变换器2,两者与直流部10共通地连接。输入 侧变换器1主要具有二极管整流器3和交流电抗器4,与电力系统5连接。二极管整流器 3具有额定电压高于直流电压的PiN二极管、或者肖特基势垒二极管，将交流的系统电压变 换为直流电压。
[0039] 另一方面，在输出侧变换器2中，使用将开关元件和作为开关元件以外的半导体 元件的环流二极管并联连接而得到的半导体器件群，根据输出的所需相数，使用1个以上 的将半导体器件群串联地连接了的支路21。各支路21的两端与共通的直流部10连接，在 支路21的中间点、即半导体器件群的连接点，设置了与马达8连接的交流输出端子。在3 相马达驱动的情况下，使用3个支路21，使用合计6个半导体器件群。另外，有控制马达8 的控制部22,控制部22最终进行半导体器件群内的开关元件的接通/断开。另外，在本发 明中，使输出侧变换器2成为作为发明的对象的电力变换装置。
[0040] 图2是着眼于其1相部分的支路21的图，是详细说明输出侧变换器2的图。输出 侧变换器2具有作为支路的主电路部21和控制部22。在主电路部21中，如果以上分路为 例子进行说明，则开关元件23a和环流二极管24a并联连接，而构成了 1组半导体器件群 25a。在实施方式1中，开关元件23a是1个以上的M0SFET、环流二极管24a是上述M0SFET 的寄生二极管，由这些M0SFET23a和M0SFET的寄生二极管24a构成半导体器件群25a。在 图2中示出了 M0SFET是1个的例子，但在电流多的情况下有时并联连接多个M0SFET，在电 压高的情况下还有时串联连接多个M0SFET，还有时并用这两者。下分路也同样地构成半导 体器件群25b。26是电流传感器，用于检测输出电流的方向和大小，能够使用例如使用了霍 尔传感器的电流传感器等。
[0041] 另一方面，控制部22的最终的目的在于，控制与输出端子连接的马达的转矩或者 转速等。为此，控制部22控制开关元件23a和23b的接通/断开，控制开关周期间的输出 电压V_out的平均电压。
[0042] 为了进一步详细说明控制部22,图3示出控制部22的框图。控制部22主要包括： 电压指令制作部31，计算并输出用于控制马达的速度、转矩的电压指令值；电压下降计算 部32,计算半导体器件群的电压下降；以及开关控制部33。电压指令制作部31能够通过从 以往使用的矢量控制、V/f恒定控制等公知技术，容易地制作电压指令V_ref 1。例如，在驱 动额定速度是1，800rpm、额定频率是60Hz、额定电压（线间）是200V的马达的情况下，如 果希望使用V/f恒定控制将马达控制为额定速度的一半的900rpm，则以30Hz提供对额定的 一半100V进行相电压变换而得到的电压作为电压指令V_ref 1。
[0043] 在开关控制部33中，以使提供的电压指$V_ref与开关半周期的输出电压平均一 致的方式，决定开关元件的接通/断开。一般，作为控制进行PWM控制的情况较多，在PWM 控制的情况下，使用采用空间矢量的方法、三角波载波比较，但此处以图4所示那样的三角 波载波比较为例子而进行说明。
[0044] 将直流部的中点考虑为假想的相电压的基准电位，将直流电压设为土Vdc(支路 的两端是2Vdc)。将图4所示的三角波载波的最大值、最小值分别设为+1、一 1。通过将对 开关控制部33提供的电压指令V_ref除以Vdc而进行标准化（standardization)，计算指 令值信号V_ref/Vd C。比较该标准化了的指令值信号V_ref/VdC和三角波载波，如果指令值 信号大于三角波载波，则使上分路的开关元件接通、使下分路的开关元件断开。相逆地，如 果指令值信号小于三角波载波，则使上分路的开关元件断开、使下分路的开关元件接通。如 果这样进行控制，则理想地，开关半周期Tsw的输出电压平均值V_out等于电压指令V_ ref。
[0045] 但是，在电压指令制作部31中不考虑在半导体器件群中产生的电压下降而决定 电压指令值V_refl，所以在开关控制部33使用该V_refl决定了开关元件的接通/断开时 间的情况下，实际的输出电压V_out相对电压指令V_refl降低半导体器件群的电压下降乂_ on、即成为 V_out = V_refl - V_on。
[0046] 因此，针对在某开关半周期中发生的半导体器件群的电压下pV_on，在接下来的 开关半周期进行校正，使V_ref成为V_refl+V_on而提供给开关控制部33。计算该V_on的 部件是电压下降计算部32。另外，三角波载波的频率是例如10kHz、即开关周期是100 μ s， 图4的Tsw所示的开关半周期是50 μ s，所以在计算不能及时进行的情况下，即使在接下来 的接下来、其接下来的开关半周期进行校正，精度也不怎么降低。
[0047] 另外，此处，针对在某开关半周期中发生的半导体器件群的电压下pV_on，在接下 来、其接下来的开关半周期进行校正，但无需一定按照半周期单位进行电压下降的计算以 及校正，而按照半周期的整数倍单位进行即可。图5示出V_on的计算期间和使用该V_on 的值来校正电压指令值的校正期间的变形的例子。图5(a)所示的例子是上述中说明的使 用在某开关半周期中计算出的￥_〇11在仅接着后面的开关半周期进行校正的例子。（b)所示 的例子是使用在某开关半周期中计算出的V_on在空开半周期之后的开关半周期进行校正 的例子。（c)所示的例子是在某开关1周期中计算V_on，并在仅接着其后面的开关1周期 进行校正的例子。（d)所示的例子是在某开关1周期中计算V_on，并在仅接着其后面的开 关半周期进行校正的例子。（e)所示的例子是在某开关半周期中计算￥_〇1!，并在仅接着其 后面的开关1周期进行校正的例子。
[0048] 即，即使针对开关半周期、1周期、1. 5周期、2周期等开关半周期的n(n是正的整 数）倍期间的接通电压，在之后的开关半周期、1周期、1.5周期、2周期等在之后的开关半周 期的m(m是正的整数）倍期间进行了校正，精度也不怎么降低。在计算不能及时进行时，既 可以在仅接着后面的开关半周期的m倍期间进行校正，也可以在空开半周期之后、空开1周 期之后的开关半周期的m倍期间进行校正。
[0049] 图6是由M0SFET和M0SFET的寄生二极管构成的1相的支路和输出电流的通过路 径的说明、以及输出电流I_〇ut和各分路的半导体器件群中流过的电流波形的图。在图6 中，例如，在输出电流是正且上分路的M0SFET是接通的情况下（(a)的状态），输出电流仅在 上分路的M0SFET中流过。另一方面，在输出电流是正且下分路的M0SFET是接通的情况下 ((b)的状态），输出电流在下分路的M0SFET和与其并联连接的环流二极管中流过（是所谓 的分流）。在输出电流是负的情况下成为相逆（(c)、（d)的状态）。另外，各半导体器件群 的电流波形如图6那样，成为在上元件群和下元件群中交替流过电流的波形。在半导体器 件群中发生的电压下降V_on依赖于分流特性。计算电压下降的部件是图3的计算半导体 器件群的电压下降的电压下降计算部32。
[0050] 图7示出某使用温度下的M0SFET和M0SFET的寄生二极管、以及它们被并联连接 了的半导体器件群的电压下降一电流特性（粗实线=函数FvonO)的例子。在图7中，如果 成为接通的半导体器件群的逆向电流（=Id_up或者Id_low)是1_1以下，则仅在M0SFET 中流过电流，所以呈现线性特性。另一方面，如果成为接通的半导体器件群的逆向电流超过 1_1，则M0SFET的寄生二极管导通，在M0SFET和M0SFET的寄生二极管中发生分流，而呈现 电压下降的增加相对电流被抑制这样的特性。
[0051] g卩，在上分路的开关元件成为接通的时间（=Ton_up、参照图4)中，上分路的半 导体器件群的逆向电流Id_up成为一 I_out，通过Fvon ( - I_out)求出上分路的开关元件 的电压下降Von_up。另一方面，在下分路的开关元件成为接通的时间（ = Ton_low、参照图 4)中，下分路的半导体器件群的逆向电流Id_low成为+I_out，通过Fvon(I_out)求出下分 路的开关元件的电压下降Von_low。因此，考虑开关半周期（ = Tsw)中的接通时间比率，通 过下式（1)求出在开关半周期中发生的电压下降的平均值V_on。
[0052] V_on = - Fvon(Id_up = - I_out) X (Ton_up/Tsw)+Fvon (Id_low = I_ out)X (Ton_low/Tsw) …（1)
[0053] 另外，在并非在开关半周期计算V_on，而在开关1周期、开关1. 5周期等开关半周 期的η倍期间计算V_on的情况下，考虑该开关半周期的η倍期间中的各个接通时间比率来 求出V_on。
[0054] 另外，对于函数Fvon〇,如果考虑图7那样的器件的特性，则不论使用公式、还是 使用表格、或者使用公式和表格这两方，都得到等同效果。例如，根据逆向电流Id的条件， 如下所述，求出函数FvonO。
[0055] 在 Id〈I_l 时，Fvon (Id) = AX Id (2)
[0056] 在 Id 芎 1_1 时，Fvon (Id) = BX Id+C (3)
[0057] 根据使用的半导体器件决定常数A、B以及C。
[0058] 这样，在电压下降计算部32中，使用所检测出的输出电流I_out、从开关控制部33 接收到的此时的开关半周期中的各开关元件的接通时间的数据、以及函数Fvon〇,计算在 半导体器件群中发生的电压下降V_on。将所计算出的电压下降V_on加到由电压指令制作 部31计算出的电压指令V_refl，而计算电压指$V_ref。将该电压指令V_ref输入到开关 控制部33,进行半导体器件群内的开关元件的接下来的开关半周期中的接通/断开控制。
[0059] 通过以上，能够校正在M0SFET和M0SFET的寄生二极管中发生的电压下降，得到 高精度的输出电压。进而，在马达驱动装置中，在低速大转矩时、即输出电压小且电流大的 状态下，半导体器件群中的电压下降相对变大，所以如果不补偿该电压下降，则产生转矩脉 动，但根据本发明能够降低该转矩脉动。
[0060] 另外，在上述说明中，假设了某一定温度下的使用，但半导体器件的特性根据温度 而变化。因此，如果在半导体器件的温度变化剧烈的条件下，安装检测半导体器件群、或者 各个半导体器件的温度的温度传感器，使用所检测出的温度下的半导体器件群的特性、即 函数Fvon ()，计算在半导体器件群中产生的电压下降，则精度进一步提高。
[0061] 如以上说明，根据本实施方式1的电力变换装置，即使在半导体器件群25a、25b中 产生分流的情况下，也能够高精度地校正电压。进而，无需如专利文献1那样在支路中的上 下各分路中分别设置检测电流值和电流的方向的电流传感器，而能够仅使用检测输出电流 的电流传感器26,使用由该电流传感器26检测出的电流值、和上下各分路的开关元件的接 通时间比率来计算电压下降，具有结构变得简单这样的效果。
[0062] 实施方式2.
[0063] 图8是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的动作的时序图。在实施方式1 中，假设了上下的开关元件同时成为断开的期间（失效时间）充分小而能够忽略的情况，但 在存在为了保护半导体器件群而设置的失效时间的影响的情况下，如果加入失效时间中的 电流路径以及半导体器件群的电压下降，则也能够校正在失效时间发生的电压下降量，而 得到更高精度的输出电压。
[0064] 如图8所示，失效时间Td(用斜线所示的期间）是为了防止短路而保护半导体器 件群，通过使M0SFET的接通和断开的上升时间带有差而设置的期间。在Td期间中，M0SFET 成为断开，所以仅在二极管中发生该期间中的电压下降。因此，在该Td大的情况下，在Td 期间中发生的电压下降、与忽略Td期间而假设在M0SFET中也流过电流而计算出的电压下 降校正量之间产生误差。在该情况下，考虑在Td期间中在M0SFET中不流过电流的特性即 图9那样的Td期间中的半导体器件群特性，求出电压下降校正量。
[0065] 具体而言，如下所述，求出电压下降的校正量。图9示出Td期间中的半导体器件 群特性、即函数Fvon_td()。如果电流I_out是正，则在下分路的二极管中流过电流，如果 I_〇ut是负，则在上分路的二极管中流过电流。另外，在如后述实施方式4所示那样的除了 M0SFET的寄生二极管以外还并联连接了肖特基势垒二极管的情况那样并联连接了 2个以 上的二极管的情况下，例如，在1_1以下，仅在肖特基势垒二极管中流过电流，如果成为1_1 以上，则在M0SFET的寄生二极管中也流过电流，而发生分流。考虑该特性而得到的结果是 图9的Td期间中的半导体器件群特性Fvon_td〇。因此，使用该函数Fvon_td〇以及Td期 间中以外的半导体器件群特性FvonO,通过下式（5)，求出开关半周期的电压下降的平均 值，能够求出V_on的校正量。
[0066] V_on = Fvon_td(I_out)X (Td/Tsw) - Fvon(Id_up = - I_out)X (Ton_up/ Tsw)+Fvon(Id_low = I_out)X (Ton_low/Tsw) (5)
[0067] 实施方式3.
[0068] 图10是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的主电路（支路）的图。在实 施方式1中，以检测输出电流I_〇ut的方式设置了电流传感器26,但在本实施方式3中，如 图10所示，以分别直接检测上分路的半导体器件群25a中流过的电流Id_up、下分路的半导 体器件群25b中流过的电流Id_low的方式，设置了电流传感器29a、29b。通常，在输出电 流I_〇ut = - Id_up+Id_low下，根据开关状态而Id_up和Id_low中的某一个是零，但在无 法忽略M0SFET是断开时的泄漏电流那样的情况下，如果如图10那样使用电流传感器29a、 29b，则精度提高。
[0069] 在该情况下，作为上分路和下分路中流过的电流值，能够分别检测电流Id_up以 及Id_low。此处，为了求出V_on，不使用输出电流I_out，而使用所检测出的Id_up以及Id_ low。所检测出的Id_up以及Id_low可以说是根据各个接通时间比率进行了加权的电流值， 所以无需如式（1)那样使用各个接通时间比率，能够通过下式（4)，求出V_on的平均值。
[0070] V_on =- Fvon (Id_up)+Fvon (Id_low) (4)
[0071] 因此，在本实施方式3中的控制部22的电压下降计算部32中，如图11所示，无需 从开关控制部33接收与接通时间相关的数据。
[0072] 如以上说明，根据本实施方式3的电力变换装置，即使在半导体器件群25a、25b中 产生分流的情况下，也能够高精度地校正电压。进而，无需如专利文献1那样在上下各分路 中判别电流流过开关元件还是流过环流二极管，而能够使用由电流传感器29a、29b检测出 的电流值来计算电压下降，具有结构变得简单这样的效果。
[0073] 实施方式4.
[0074] 图12是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的主电路（支路）的图。基本结 构与实施方式1所示的图1、图3相同。在实施方式4中，与实施方式1的图2不同，如图12 所示，在以上分路为例子时，对输出侧变换器2的开关元件的M0SFET61a，作为环流二极管， 并联连接了肖特基势垒二极管63a。即使在该情况下，M0SFET的寄生二极管62a也是M0SFET 的构造上附随的部分，该寄生二极管62a也作为环流二极管而动作。因此，由M0SFET61a、肖 特基势垒二极管63a、以及M0SFET的寄生二极管62a构成1组半导体器件群64a。下分路 也同样地构成半导体器件群64b。由于M0SFET的寄生二极管的性能不佳，所以以作为环流 二极管利用肖特基势垒二极管的性能的目的，经常使用这样的结构。
[0075] 在这样的半导体器件群的结构中，分流路径成为3个方向。因此，虽然控制部22 的结构与图3相同，但使图3的半导体器件群的电压下降计算部32具有如下那样的特性。
[0076] 图13示出某使用温度下的M0SFET、肖特基势垒二极管、以及M0SFET的寄生二极 管、和将它们并联连接而得到的半导体器件群的电压下降一电流特性的例子。在图13中， 如果成为接通的半导体器件群的逆向电流（=Id_up或者、Id_low)是1_1以下，则仅在 M0SFET中流过电流，所以呈现线性特性。另一方面，如果成为接通的半导体器件群的逆向电 流超过1_1，则肖特基势垒二极管导通，在M0SFET和肖特基势垒二极管中发生分流，而呈现 相对电流，电压下降的增加被抑制那样的特性。进而，如果成为接通的半导体器件群的逆向 电流超过1_2，则M0SFET的寄生二极管导通，在M0SFET、肖特基势垒二极管、以及M0SFET的 寄生二极管中发生分流，而呈现相对电流，电压下降的增加被进一步抑制这样的特性。
[0077] 在图3中的计算半导体器件群的电压下降的电压下降计算部32中，作为表格、或 者公式、或者表格和公式这两方，加入该图13的特性FvonO,输出半导体器件群的电压下 降V_on。最终，以校正电压指令V_refl的方式，加上V_on，导出最终的V_ref，根据该V_ ref，通过开关控制部33进行半导体器件群内的开关元件的接通/断开控制。
[0078] 在图13中，示出了相对逆向电流的增加，按照M0SFET、肖特基势垒二极管、M0SFET 的寄生二极管的顺序流过电流的例子，但其为一个例子，根据各自的特性，有时顺序不同。
[0079] 以上，即使在作为环流二极管使用了例如肖特基势垒二极管的情况下，根据本实 施方式4，在M0SFET、肖特基势垒二极管、以及M0SFET的寄生二极管中发生的电压下降也被 校正，能够得到高精度的输出电压，并且降低马达的转矩脉动。
[0080] 在上述说明中，在半导体器件群中，使用了 MOSFET、M0SFET的寄生二极管、以及肖 特基势垒二极管，但即使代替肖特基势垒二极管而使用PiN二极管，只要与图13所示那样 的特性同样地，考虑PiN二极管特性，则也得到同样的效果。
[0081] 在存在失效时间的影响的情况下，如实施方式2的说明，如果加入失效时间中的 电流路径以及半导体器件群的电压下降特性，则也能够校正在失效时间中发生的电压下降 量，得到更高精度的输出电压，这在本实施方式4中也是同样的。
[0082] 另外，在上述中，以检测输出电流I_out的方式，设置了电流传感器65,但也可以 与实施方式3的说明同样地，如图14所示，以分别直接检测上分路的半导体器件群64a中 流过的电流Id_up、下分路的半导体器件群64b中流过的电流Id_low的方式，设置电流传 感器67a、67b。通常，在输出电流I_out = - Id_up+Id_low中Id_up或Id_low是零，但 在M0SFET是无法忽略断开时的泄漏电流那样的情况下，如果如图14那样使用电流传感器 67a、67b，则精度提高。
[0083] 另外，如果与实施方式1的说明同样地，在半导体器件的温度变化剧烈的条件下， 安装检测半导体器件群、或者各个半导体器件的温度的温度传感器，使用所检测出的温度 下的半导体器件群的特性、即函数Fvon ()来计算在半导体器件群中产生的电压下降，则精 度进一步提1?。
[0084] 实施方式5.
[0085] 图15是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的主电路（支路）的图。在实 施方式4中，以检测输出电流I_out、或者上下各分路的电流Id_up、Id_low的方式，设置 了电流传感器26,但在本实施方式5中，如图15所示，以直接检测构成半导体器件群64a、 64b的M0SFET、环流二极管等各个半导体器件中流过的电流的方式，设置了对开关元件的 M0SFET61a、61b和M0SFET的寄生二极管62a、62b中流过的电流Im的大小和方向进行检测 的电流传感器68a、68b、以及对肖特基势垒二极管63a、63b的电流Is的大小和方向进行检 测的电流传感器69a、69b。
[0086] 使用图16来说明该情况的电压下降的校正值的计算。关注上分路。电流传感器 68a检测M0SFET61a和M0SFET的寄生二极管62a的半导体器件群中流过的电流Im_up。因 此，通过图16的粗实线所示的M0SFET和寄生二极管的半导体器件群特性Fv 〇n_m()，求出由 于由电流传感器68a检测出的电流而在M0SFET61a和M0SFET的寄生二极管62a的半导体 器件群中产生的电压下降。另外，电流传感器69a检测肖特基势垒二极管63a中流过的电 流Is_up。因此，通过图16的粗虚线所示的肖特基势垒二极管特性Fv 〇n_s()，求出由于由 电流传感器69a检测出的电流而在肖特基势垒二极管63a中产生的电压下降。
[0087] 从图16可知，在上分路的全部电流Id_up是1_1以下的情况下，不发生向肖特基 势鱼二极管63a的分流，而由电流传感器69a检测的电流是0。此时，Im_up是1_1以下，根 据由电流传感器68a检测出的电流Im_up的值，通过图16的Fvon_m()，求出电压下降Von_ up。如果Id_up成为1_1以上，则发生向肖特基势垒二极管63a的分流。此时，以使肖特基 势垒二极管63a的电压下降、与在M0SFET61a和M0SFET的寄生二极管62a的半导体器件群 中产生的电压下降成为相同的方式，发生分流。在M0SFET61a和寄生二极管62a的半导体器 件群中流过的电流Im_up是1_2、且肖特基势垒二极管63a中流过的电流Is_up是1_3时，如 图16的电压下降V_1所示，两者产生相同的电压下降V_l。这样，以成为Id_up = 1_2+1_3 的方式，产生分流。此时，对于由M0SFET61a、M0SFET的寄生二极管62a、以及肖特基势垒二 极管63a构成的上分路的半导体器件群64a中的电压下降，既可以根据由电流传感器68a 检测出的Im_up的值通过Fvon_m()求出，也可以根据由电流传感器69a检测出的Is_up的 值通过Fv〇n_s()求出。由两者求出的电压下降的值为相同的值。
[0088] 例如，在无法通过函数或者表格正确地表现M0SFET的寄生二极管的特性的情况 下，如果在电流是1_1以下的情况下，采用M0SFET特性的函数Fvon_m()，在电流是1_1以上 的情况下，采用肖特基势垒二极管特性的函数Fvon_s ()，则相比于实施方式4具有更高精 度地校正接通电压的效果。
[0089] 实施方式6.
[0090] 图17是示出本发明的实施方式6的电力变换装置的主电路（支路）的图。基本结 构与实施方式1所示的图1、图3相同。但是，在实施方式6中，与实施方式1的图2不同， 如图17所示，在以上分路为例子时，对输出侧变换器2的开关元件的M0SFET91a，作为环流 二极管并联地连接了肖特基势垒二极管93a以及PiN二极管94a。即使在该情况下，M0SFET 的寄生二极管92a也是M0SFET的构造上附随的部分，该寄生二极管92a也作为环流二极管 而动作。因此，由M0SFET91a、肖特基势垒二极管93a、PiN二极管94a、以及M0SFET的寄生 二极管92a构成1组半导体器件群95a。同样地，下分路也构成半导体器件群95b。
[0091] 另外，由于M0SFET的寄生二极管的性能不佳，所以在这样的结构中，使用已经并 联连接了 PiN二极管的封装，在为了进一步提高性能而利用肖特基势垒二极管的情况下， 经常使用这样的结构。这样的半导体器件群的结构的分流路径成为4方向。因此，控制部 22的结构与实施方式1相同，但使图3的计算半导体器件群的电压下降的电压下降计算部 32具有如下那样的特性。
[0092] 图18示出某使用温度下的M0SFET、肖特基势垒二极管、PiN二极管、以及M0SFET 的寄生二极管、和将它们并联连接而得到的半导体器件群的电压下降一电流特性的例子。 在图18中，如果成为接通的半导体器件群的逆向电流（=Id_up、或者Id_low)是1_1以 下，则仅在M0SFET中流过电流，所以呈现线性特性。另一方面，如果成为接通的半导体器件 群的逆向电流超过1_1，则肖特基势垒二极管导通，在M0SFET和肖特基势垒二极管中发生 分流，而呈现相对电流，电压下降的增加被抑制那样的特性。进而，如果成为接通的半导体 器件群的逆向电流超过1_2，则PiN二极管导通，在M0SFET、肖特基势垒二极管、以及PiN二 极管中发生分流，而呈现相对电流，电压下降的增加被进一步抑制那样的特性。进而，如果 成为接通的半导体器件群的逆向电流超过1_3，则M0SFET的寄生二极管导通，在M0SFET、肖 特基势垒二极管、PiN二极管、以及M0SFET的寄生二极管中发生分流，而呈现相对电流，电 压下降的增加被进一步抑制那样的特性。
[0093] 在图3中的电压下降计算部32中，预先作为表格、或者公式、或者表格和公式这两 方，加入该图18的特性，输出半导体器件群的电压下降V_on。最终，通过开关控制部33,以 校正电压指令V_refl的方式加上V_on，导出最终的V_ref，根据该V_ref，进行半导体器件 群内的开关元件的接通/断开控制。
[0094] 另外，在图18中，示出了相对逆向电流的增加，按照M0SFET、肖特基势垒二极管、 PiN二极管、M0SFET的寄生二极管的顺序流过电流的例子，但其是一个例子，有时根据各自 的特性而顺序不同。
[0095] 以上，即使在作为环流二极管使用了例如肖特基势垒二极管和PiN二极管的情况 下，根据本实施方式6,在M0SFET、肖特基势垒二极管、PiN二极管、以及M0SFET的寄生二极 管中发生的电压下降被校正，而能够得到高精度的输出电压，并且降低马达的转矩脉动。
[0096] 在存在失效时间的影响的情况下，如果如实施方式2的说明，加入失效时间中的 电流路径以及半导体器件群的电压下降特性，则在失效时间中发生的电压下降量也能够校 正，而得到更高精度的输出电压，这在本实施方式6中也是同样的。
[0097] 另外，在上述中，以检测输出电流I_out的方式设置了电流传感器，但也可以与实 施方式3的说明同样地，如图19所示，以分别直接检测上分路的半导体器件群95a中流 过的电流Id_up、下分路的半导体器件群95b中流过的电流Id_low的方式，连接电流传感 器99a、99b。通常，在输出电流I_out =- Id_up+Id_low中Id_up或者Id_low是零，但在 M0SFET是无法忽略断开时的泄漏电流那样的情况下，通过如图19那样使用2个电流传感 器，精度提1?。
[0098] 进而，也可以与实施方式5的说明同样地，如图20所示，以直接检测构成半导体 器件群的M0SFET、环流二极管等各个半导体器件中流过的电流的方式，连接对开关元件的 M0SFET91 a、9 lb和M0SFET的寄生二极管92a、92b中流过的电流的大小和方向进行检测的电 流传感器107a、107b、对肖特基势垒二极管93a、93b的电流的大小和方向进行检测的电流 传感器108a、108b、以及对PiN二极管94a、94b的电流的大小和方向进行检测的电流传感器 109a、109b。在该情况下，仅关注M0SFET和M0SFET的寄生二极管中流过的电流的分流特性 而计算电压即可，所以校正精度提高。
[0099] 另外，如果与实施方式1的说明同样地，在半导体器件的温度变化剧烈的条件下， 安装检测半导体器件群、或者各个半导体器件的温度的温度传感器，使用所检测出的温度 下的半导体器件群的特性、即函数Fvon ()来计算在半导体器件群中产生的电压下降，则精 度进一步提1?。
[0100] 另外，在上述实施方式1?6中，假设了在开关元件中使用M0SFET，但即使在开关 元件中使用JFET，由于同样地在与环流二极管之间发生分流，所以也能够得到与上述实施 方式1?6等同的效果。
[0101] 实施方式7.
[0102] 图21是示出本发明的实施方式7的电力变换装置的主电路（支路）的图。基本 结构与图1、图3相同。在实施方式7中，如图21所示，在以上分路为例子时，在输出侧变换 器2的开关元件中使用IGBTSla、在环流二极管中使用PiN二极管82a和肖特基势垒二极管 83a，而构成半导体器件群84a。下分路也同样地构成半导体器件群84b。在作为环流二极 管嵌入了 PiN二极管的IGBT封装中，以利用性能比PiN二极管更优良的肖特基势垒二极管 的性能的目的，经常使用这样的结构。
[0103] 在这样的结构中，作为开关元件的IGBT81a、81b无法流过逆向电流，所以在开关 元件和环流二极管之间不发生分流。但是，在作为环流二极管的PiN二极管与肖特基势垒 二极管之间发生分流。控制部22的基本结构与图3相同，但在这样的半导体器件群的结构 中，分流路径成为环流二极管之间，所以使图3的半导体器件群的电压下降计算部32具有 如下那样的特性。
[0104] 图22示出某使用温度下的IGBT、PiN二极管、以及肖特基势垒二极管、和将它们并 联连接而得到的半导体器件群的电压一电流特性的例子。在图22中，如果成为接通的半导 体器件群的逆向电流（=Id_up、或者Id_low)是0A以下，则仅在IGBT中流过电流。另一 方面，如果超过0A，则在IGBT中不流过电流，而在肖特基势垒二极管中开始流过电流。接下 来，在超过了 1_1时，在PiN二极管中也开始流过电流，所以在肖特基势垒二极管与PiN二 极管之间发生分流，而呈现相对电流，电压下降的增加被进一步抑制那样的特性。
[0105] 在图3中的电压下降计算部32中，预先作为表格、或者公式、或者表格和公式这两 方，加入该图22的特性，输出半导体器件群的电压下降V_on。最终，以校正电压指令V_refl 的方式，加进V_on，导出最终的V_ref，根据该V_ref进行半导体器件群的接通/断开控制。
[0106] 在图22中，示出了相对逆向电流的增加，按照IGBT、肖特基势垒二极管、PiN二极 管的顺序流过电流的例子，但其是一个例子，有时根据各自的特性顺序不同。
[0107] 以上，即使在使用了由IGBT、肖特基势垒二极管、以及PiN二极管构成的半导体器 件群的情况下，根据本实施方式7,在半导体器件群中发生的电压下降也被校正，能够得到 高精度的输出电压，并且降低马达的转矩脉动。
[0108] 如果在存在失效时间的影响的情况下，如实施方式2的说明，加入失效时间中的 电流路径以及半导体器件群的电压下降特性，则在失效时间中发生的电压下降量也能够较 校正，而得到更高精度的输出电压，这在本实施方式7中也是同样的。
[0109] 另外，在上述中，以检测输出电流I_out的方式，设置了电流传感器85,但也可以 与此前的实施方式的说明同样地，以分别直接检测上分路的半导体器件群84a中流过的电 流Id_up、下分路的半导体器件群84b中流过的电流Id_low的方式，连接电流传感器。通 常，在输出电流I_〇ut = - Id_up+Id_low中Id_up或者Id_low是零，但在IGBT是无法忽 略断开时的泄漏电流那样的情况下，通过使用2个电流传感器，精度提高。
[0110] 进而，也可以以直接检测构成半导体器件群的IGBT、环流二极管等各个半导体器 件中流过的电流的方式，连接对开关元件的IGBT81a、81b中流过的电流的大小和方向进行 检测的电流传感器、对PiN二极管82a、82b的电流的大小和方向进行检测的电流传感器、以 及对肖特基势垒二极管83a、83b的电流的大小和方向进行检测的电流传感器。在该情况 下，着眼于各个半导体器件中流过的电流，仅使用各个半导体器件特性来计算电压即可，所 以校正精度提高。
[0111] 另外，与此前的实施方式同样地，如果在半导体器件的温度变化剧烈的条件下，安 装检测半导体器件群、或者各个半导体器件的温度的温度传感器，使用所检测出的温度下 的半导体器件群的特性、即函数Fvon ()来计算在半导体器件群中产生的电压下降，则精度 进一步提商。
[0112] 实施方式8·
[0113] 在上述实施方式1?7中，示出了将本发明的电力变换装置用作可变速马达驱动 装置的例子，但还能够如图23所示应用于与系统连接的电力变换装置20。在该情况下，系 统电流成为主要的控制对象，所以在图24中的电压指令制作部310中，以控制系统电流的 方式，制作电压指$V_refl。例如，在将实施方式1?7中说明的电力装置的输入侧变换器 1置换为电力变换装置20的情况下，为了使直流电压成为某恒定值，以使来自系统的有效 电流成为适合的值的方式，电压指令制作部310制作电压指令V_refl。具体而言，通过pq 控制等，制作V_refl。即使在该情况下，电压下降计算部320也与上述实施方式1?7的说 明同样地，计算半导体器件群中的电压下降。
[0114] 实施方式9.
[0115] 上述实施方式1?8中的开关元件以及二极管元件既可以通过硅形成，并且也可 以通过相比于硅带隙更大的宽能带隙半导体形成。作为宽能带隙半导体，例如有碳化硅、氮 化镓或者金刚石。
[0116] 通过这样的宽能带隙半导体形成的开关元件、二极管元件的耐电压性高、且容许 电流密度也高，所以能够使开关元件、二极管元件小型化，通过使用这些小型化了的开关元 件、二极管元件，能够使嵌入了这些元件的半导体模块小型化。
[0117] 另外，耐热性也高，所以能够实现散热器的散热片的小型化、水冷部的空冷化，所 以能够使半导体模块进一步小型化。
[0118] 另外，电力损失低，所以能够使开关元件、二极管元件高效化，进一步能够使半导 体模块高效化。
[0119] 另外，开关元件以及二极管元件这两方优选由宽能带隙半导体形成，但也可以使 某一个元件由宽能带隙半导体形成，能够得到上述实施方式1?8记载的效果。
[0120] 在实施方式1?8中，以PWM控制为例子进行了说明，但只要是通过开关元件的接 通/断开之比来控制电压的控制方式，则也可以将本发明同样地应用于其他控制方式。例 如，通过使一定宽度的脉冲的密度变化，还能够应用于控制电压的PDM(脉冲密度调制）控 制。在该PDM控制中，按照针对目标电压决定脉冲密度的每个控制周期，通过接通/断开之 比求出V_on的平均值，来决定接下来的控制周期的脉冲密度即可。基本上，在PWM控制的 情况下，在1个控制周期中存在1个接通期间和1个断开期间，但在PDM控制的情况下，在 1个控制周期中存在多个接通期间和多个断开期间。因此，在PDM控制的情况下，接通期间 的合计与断开期间的合计之比成为接通/断开之比，使用该比来求出V_on的平均值。
【权利要求】
1. 一种电力变换装置，被构成为在串联连接了 2个将开关元件和除开关元件之外的半 导体元件并联连接而得到的半导体器件群的支路中，所述半导体器件群被串联连接的连接 点成为交流端子，所述支路的两端成为直流端子，在所述半导体器件群内的元件之间，在该 半导体器件群中流过的电流中产生分流，其特征在于，具备： 电流传感器，检测所述半导体器件群中流过的电流； 电压指令产生部，计算所输出的电压指令值； 电压下降计算部，使用由所述电流传感器检测出的电流值和包括所述半导体器件群的 分流特性的电压下降特性，计算所述半导体器件群的电压下降；以及 开关控制部，使用由该电压下降计算部计算出的电压下降，校正由所述电压指令产生 部产生的电压指令值，控制所述开关元件的接通/断开。
2. 根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于， 电压下降计算部使用电流传感器检测的电流值，计算开关半周期的η倍期间中的电压 下降，开关控制部使用由所述电压下降计算部计算出的电压下降的值，对由电压指令产生 部产生出的比所述开关半周期的η倍期间更靠后的开关半周期的m倍期间的电压指令值进 行校正，控制开关元件的接通/断开，其中，η是正的整数，m是正的整数。
3. 根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于， 电流传感器被设置成检测在交流端子中流过的电流，电压下降计算部使用由所述电流 传感器检测的电流值、和针对开关半周期的η倍期间由开关控制部输出的各个所述半导体 器件群的接通时间比，来计算支路中的2个半导体器件群各自的电压下降。
4. 根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于， 电流传感器被设置成检测支路中的2个半导体器件群中的各个半导体器件群中流过 的电流，使用各个半导体器件群中流过的电流值，来计算支路中的2个半导体器件群各自 的电压下降。
5. 根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于， 电压下降计算部根据包括设为在失效时间期间在开关元件中不流过电流的半导体器 件群的分流特性的电压下降特性，计算电压下降。
6. 根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于， 开关元件是MOSFET或者JFET，除开关元件之外的半导体元件是所述MOSFET或者JFET 上附随的寄生二极管，所述电力变换装置被构成为进行同步整流。
7. 根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于， 作为除开关元件之外的半导体元件，还连接了环流二极管。
8. 根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于， 开关元件是IGBT，除开关元件之外的半导体元件是并联连接了多个二极管的并联连接 体，在该多个二极管之间发生分流。
9. 根据权利要求1?8中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于， 开关元件由宽能带隙半导体材料形成。
10. 根据权利要求1?8中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于， 除开关元件之外的半导体元件由宽能带隙半导体材料形成。
11. 根据权利要求9所述的电力变换装置，其特征在于， 宽能带隙半导体材料是碳化硅、氮化镓和金刚石中的某一个。
12. 根据权利要求10所述的电力变换装置，其特征在于， 宽能带隙半导体材料是碳化硅、氮化镓和金刚石中的某一个。
13. -种电力变换装置的驱动方法，该电力变换装置被构成为在串联连接了 2个将开 关元件和除开关元件之外的半导体元件并联连接而得到的半导体器件群的支路中，所述半 导体器件群被串联连接的连接点成为交流端子，所述支路的两端成为直流端子，在所述半 导体器件群内的元件之间，在该半导体器件群中流过的电流中产生分流，该电力变换装置 的驱动方法的特征在于， 计算指令输出到所述交流端子的电压的电压指令值， 使用所述半导体器件群中流过的电流值和包括所述半导体器件群的分流特性的电压 下降特性，计算所述半导体器件群的电压下降， 使用该计算出的电压下降来校正所述电压指令值，控制所述开关元件的接通/断开。
14. 根据权利要求13所述的电力变换装置的驱动方法，其特征在于， 使用半导体器件群中流过的电流值来计算开关半周期的η倍期间中的电压下降，其 中，η是正的整数， 使用该计算出的电压下降的值，对作为比所述开关半周期的η倍期间更靠后的开关半 周期的m倍期间的电压指令值而计算出的电压指令值进行校正，控制开关元件的接通/断 开，其中，m是正的整数。
15. 根据权利要求14所述的电力变换装置的驱动方法，其特征在于， 使用交流端子中流过的电流值、和相对开关半周期的η倍期间的各个所述半导体器件 群的接通时间比，计算支路中的2个半导体器件群各自的电压下降。
16. 根据权利要求13所述的电力变换装置的驱动方法，其特征在于， 半导体器件群被控制为进行同步整流。
【文档编号】H02M7/537GK104113229SQ201410355453
【公开日】2014年10月22日 申请日期:2010年5月26日 优先权日:2009年12月24日
【发明者】地道拓志, 东圣 申请人:三菱电机株式会社