DC-AC变换器及其控制方法与流程

本发明涉及电力电子领域，具体涉及功率变换器。

背景技术：

不间断电源能够持续不断地给用电设备进行供电，已经被广泛地研究和利用。

图1是一种用于不间断电源中的DC-AC变换器10，其包括DC-AC逆变器11，变压器12，变压器12具有初级绕组和次级绕组，变压器12的初级绕组与DC-AC逆变器11输出端连接。DC-AC变换器10还包括与变压器12的次级绕组连接的整流滤波器13，连接在整流滤波器13的输出端的储能电容14和用于将储能电容14上的直流母线电压转换为工频交流电的全桥逆变器15。

由于储能电容14的作用是储能和稳压，因此储能电容14需选择电容值大、成本高的电容器。另外整流滤波器13和全桥逆变器15中的电子元器件数量多，致使DC-AC变换器10具有较高的成本、较大的体积和较小的功率密度。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是降低DC-AC变换器的成本，并提高其功率密度。

为了解决上述技术问题，本发明的一个实施例提供了一种DC-AC变换器，包括：

DC-AC逆变器；

变压器，其包括初级绕组和次级绕组，所述初级绕组与所述DC-AC逆变器的输出端连接，所述次级绕组包括第一端子、第二端子和中心抽头；

与所述第一端子连接的第一双向可控开关；

与所述第二端子连接的第二双向可控开关；以及

电感；

其中，所述第一双向可控开关与第二双向可控开关连接形成节点，所述节点和中心抽头中的一个连接至所述电感的一端，所述节点和中心抽头中的另一个与所述电感的另一端作为所述DC-AC变换器的输出端。

优选的，所述DC-AC变换器还包括滤波电容，所述滤波电容连接至所述DC-AC变换器的输出端。

优选的，所述第一双向可控开关和第二双向可控开关都由2个具有反向并联二极管的绝缘栅双极型晶体管反向串联形成。

优选的，所述第一双向可控开关和第二双向可控开关都由2个具有反向并联二极管的金氧半场效应晶体管反向串联形成。

优选的，所述第一双向可控开关和第二双向可控开关都由2个逆阻型绝缘栅双极型晶体管反向并联形成。

优选的，所述DC-AC逆变器为推挽逆变器、全桥逆变器或半桥逆变器。

优选的，所述DC-AC变换器还包括控制装置，用于控制所述DC-AC逆变器以脉宽调制方式工作，同时控制所述第一双向可控开关和第二双向可控开关周期性单向导通使得所述电感中的电流方向以工频交流电的周期做周期性改变。

优选的，所述控制装置用于：在工频交流电的第一半个周期内，控制所述第一双向可控开关使得电流能从所述第一端子流向所述节点，且控制所述第二双向可控开关使得电流能从所述第二端子流向所述节点；以及在工频交流电的第二半个周期内，控制所述第一双向可控开关使得电流能从所述节点流向所述第一端子，且控制所述第二双向可控开关使得电流能从所述节点流向所述第二端子。

本发明的一个实施例还提供了一种用于上述DC-AC变换器的控制方法，控制所述DC-AC逆变器以脉宽调制方式工作，同时交替执行如下两个步骤：

1)在工频交流电的第一半个周期内，控制所述第一双向可控开关使得电流能从所述第一端子流向所述节点，且控制所述第二双向可控开关使得电流能从所述第二端子流向所述节点；

2)在工频交流电的第二半个周期内，控制所述第一双向可控开关使得电流能从所述节点流向所述第一端子，且控制所述第二双向可控开关使 得电流能从所述节点流向所述第二端子。

优选的，所述DC-AC逆变器为推挽逆变器，所述推挽逆变器包括第一开关管和第二开关管，在所述步骤1)和2)中，控制所述第一开关管和第二开关管周期地依次执行如下四个步骤：

121)控制所述第一开关管截止、第二开关管导通；

122)控制所述第一开关管和第二开关管都截止；

123)控制所述第一开关管导通、第二开关管截止；

124)控制所述第一开关管和第二开关管都截止。

本发明的DC-AC变换器能将电池提供的直流电直接转换为工频交流电，其具有低成本、小体积和大的功率密度。

附图说明

以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：

图1是一种用于不间断电源中的DC-AC变换器。

图2是根据本发明第一个实施例的DC-AC变换器的电路图。

图3-6是图2所示的DC-AC变换器在交流电的正半周的等效电路图。

图7-10是图2所示的DC-AC变换器在交流电的负半周的等效电路图。

图11是根据本发明第二个实施例的DC-AC变换器的电路图。

图12是根据本发明第三个实施例的DC-AC变换器的电路图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。

图2是根据本发明第一个实施例的DC-AC变换器的电路图。如图2所示，DC-AC变换器20包括推挽逆变器21，变压器Tr，其包括初级绕组和次级绕组。推挽逆变器21的输出端连接至初级绕组两端，且推挽逆变器21中的电池B的阳极连接至初级绕组的中心抽头。次级绕组包括端子24、端子25和中心抽头26。DC-AC变换器20还包括分别与端子24、25连接的双向可控开关22、23，在双向可控开关22、23相连形成的节点N和中心抽头26之间串联连接的电感L和滤波电容C。

本实施例中的双向可控开关22、23都由2个具有反向并联二极管的绝缘栅双极型晶体管反向串联形成。

本实施例中的推挽逆变器21是现有技术中一个经典的推挽电路，控制装置29(例如可以利用MCS-51单片机实现)用于给推挽逆变器21中的开关管S1、S2提供所需的脉宽调制信号(图2以虚线箭头示出)使其以脉宽调制方式工作，从而在变压器Tr的次级绕组得到高频交流电，以及控制双向可控开关22、23使其单向导通。对于本领域的技术人员来说，可根据现有技术以多种方式实现该控制装置29，因此本文不再详细说明。

下面将结合DC-AC变换器20在工频交流电的一个周期内的工作模式和等效电路来说明其工作过程。

步骤1)、在工频交流电的第一半个周期内，控制双向可控开关22中的绝缘栅双极型晶体管B11导通、绝缘栅双极型晶体管B12截止，从而使得电流能从端子24经导通的绝缘栅双极型晶体管B11流向节点N，同时控制双向可控开关23中的绝缘栅双极型晶体管B21导通、且绝缘栅双极型晶体管B22截止，从而使得电流能从端子25经导通的绝缘栅双极型晶体管B21流向节点N，形成的等效电路如图3所示。为了清楚示出电流流向，图3未示出控制装置29。给推挽逆变器21提供脉宽调制信号使其以脉宽调制方式工作，其中开关管S1、S2依次具有如下四种工作状态。

(11)开关管S1截止、开关管S2导通，形成的电流流向如图4中的虚线箭头所示。在变压器Tr的副边，电流从滤波电容C的极板28依次经中心抽头26、端子24、绝缘栅双极型晶体管B11、二极管D12、电感L流向滤波电容C的极板27。

(12)开关管S1、S2截止，形成的电流流向如图5中的虚线箭头所示。其中，电流从滤波电容C的极板28流向中心抽头26，一部分电流依次经端子24、绝缘栅双极型晶体管B11、二极管D12流向节点N，同时另一部分电流依次经端子25、绝缘栅双极型晶体管B21、二极管D22流向节点N，最后经电感L流向滤波电容C的极板27。

(13)开关管S1导通，开关管S2截止，形成的电流流向如图6中的虚线箭头所示。在变压器Tr的副边，电流从滤波电容C的极板28依次经中心抽头26、端子25、绝缘栅双极型晶体管B21、二极管D22、电感L流向滤波电容C的极板27。

(14)开关管S1、S2截止，形成的电流流向如图5中的虚线箭头所示，在此不再赘述。

在工频交流电的第一半个周期内，电流都是从滤波电容C的极板28 流向极板27，使得极板27的电位高于极板28的电位，从而在滤波电容C上得到一个正半波电压。

步骤2)、在工频交流电的第二半个周期内，控制双向可控开关22中的绝缘栅双极型晶体管B11截止、且绝缘栅双极型晶体管B12导通，从而使得电流能从节点N经导通的绝缘栅双极型晶体管B12流向端子24，同时控制绝缘栅双极型晶体管B21截止、且绝缘栅双极型晶体管B22导通，从而使得电流能从节点N经导通的绝缘栅双极型晶体管B22流向端子25，形成的等效电路如图7所示。为了清楚示出电流流向，图7未示出控制装置29。给推挽逆变器21提供脉宽调制信号使其以脉宽调制方式工作，其中开关管S1、S2同样依次具有如下四种工作状态。

(21)开关管S1截止，开关管S2导通，形成的电流流向如图8中的虚线箭头所示。在变压器Tr的副边，电流从滤波电容C的极板27依次经过电感L、绝缘栅双极型晶体管B22、二极管D21、端子25、中心抽头26流向滤波电容C的极板28。

(22)开关管S1、S2截止，形成的电流流向如图9中的虚线箭头所示。其中，电流从滤波电容C的极板27经电感L流向节点N，一部分电流依次经绝缘栅双极型晶体管B12、二极管D11、端子24、中心抽头26流向滤波电容C的极板28，另一部分电流依次经绝缘栅双极型晶体管B22、二极管D21、端子25、中心抽头26流向滤波电容C的极板28。

(23)开关管S1导通，开关管S2截止，形成的电流流向如图10中的虚线箭头所示。在变压器Tr的副边，电流从滤波电容C的极板27依次经电感L、绝缘栅双极型晶体管B12、二极管D11、端子24、中心抽头26流向滤波电容C的极板28。

(24)开关管S1、S2截止，形成的电流流向如图9中的虚线箭头所示，在此不再赘述。

在工频交流电的第二半个周期内，电流都是从滤波电容C的极板27向极板28，使得极板27的电位低于极板28的电位，从而在滤波电容C上得到一个负半波电压。

交替执行上述步骤1)和2)，从而使得电感L中的电流方向以工频交流电的周期做周期性改变，最终在滤波电容C两端得到工频交流电。本实施例的DC-AC变换器20采用的元器件数目少，成本低，功率密度大。

图11是根据本发明第二个实施例的DC-AC变换器30的电路图。其 与图2所示的DC-AC变换器20的区别在于，用半桥逆变器31替换DC-AC变换器20中的推挽逆变器21，且双向可控开关32、33都由2个逆阻型绝缘栅双极型晶体管(RBIGBT)反向并联形成。其中图11并未示出给半桥逆变器31、双向可控开关32、33提供控制信号的控制装置。在工频交流电的第一半个周期内，双向可控开关32、33被控制为使得电流能从端子24流向节点N，且电流能从端子25流向节点N。在工频交流电的第二半个周期内，双向可控开关32、33被控制为使得电流能从节点N流向端子24，且电流能从节点N流向端子25。

图12是根据本发明第三个实施例的DC-AC变换器40的电路图。其与图11基本相同，区别在于，用全桥逆变器41替换DC-AC变换器30中的半桥逆变器31，且电感L4的一端连接至中心抽头26。

在本发明的其他实施例中，DC-AC变换器20、30、40都不具有滤波电容C。

在本发明的其他实施例中，还可以用半桥逆变器31或全桥逆变器41替换图2中的推挽逆变器21。

在本发明的其他实施例中，双向可控开关由2个具有反向并联二极管的金氧半场效应晶体管反向串联形成。

在本发明的其他实施例中，双向可控开关是具有双向可控功能的单颗器件。

虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。