1.一种颤振电流供电控制方法，其特征在于，
包括：运算控制步骤，该运算控制步骤中，对驱动具有滑动电阻的执行器的感应电负载产生与目标平均电流Iaa相对应的指示电流的指令信号，以使得该目标平均电流Iaa与检测平均电流Idd相一致，并进行通电电流的负反馈控制，
由所述滑动电阻决定的规定的颤振(Dither)振幅电流ΔI被附加到所述目标平均电流Iaa，
若将所述颤振振幅电流ΔI设定为颤振振幅周期Td中颤振电流大期间B的颤振大电流的饱和推定值I2、与颤振电流小期间A(A＝Td-B)的颤振小电流的饱和推定值I1的偏差值即ΔI＝I2-I1，且颤振中间电流设为IO＝(I2+I1)，则(计算式1)成立，
I2＝I0+ΔI/2,I1＝I0-ΔI/2···(计算式1)
将所述通电电流用于从所述颤振小电流I1增加到颤振大电流I2为止的上升时间设为b，将所述通电电流用于从所述颤振大电流I2减少到颤振小电流I1为止的下降时间设为a，此时的波形平均电流Ia由(计算式2)计算得到，
Ia＝[I2×(B-b)+I1×(A-a)+I0×(b+a)]/Td
＝I0+0.5×ΔI[(B-b)-(A-a)]/Td···(计算式2)
所述波形平均电流Ia是所述颤振振幅周期Td的期间的所述通电电流的时间积分值除以所述颤振振幅周期Td而得到的值，计算使该波形平均电流Ia与所述目标平均电流Iaa相一致的颤振中间电流I0，该颤振中间电流I0成为用于获得所述目标平均电流Iaa的所述指示电流，
在实验阶段，通过颤振振幅周期Td以颤振大电流I2和颤振小电流I1对作为样本的所述感性电负载进行通电驱动，与由此得到的多个阶段的所述颤振中间电流I0相对应的所述上升时间b和下降时间a的响应时间差(a-b)的实验测定数据通过测量或计算机上的模拟实验来获得，
在制造组装阶段，将基于通过多个样本而得到的所述实验测定数据的平均值来计算得到的“颤振中间电流I0对平均响应时间差((a-b))”的近似计算式或数据表格作为校正参数，存储到与微处理器协同动作的程序存储器，该微处理器成为执行所述运算控制步骤的运算控制单元，
作为实际运行阶段的第1步骤，读取并设定所提供的目标平均电流Iaa和颤振振幅电流ΔI,作为第2步骤，计算满足计算式(2)的波形平均电流Ia与所提供的目标平均电流Iaa相一致的关系的指示电流、以及颤振电流大期间B与颤振振幅周期Td的比率即颤振占空比Γ＝B/Td，并将该指示电流设定作为所述颤振中间电流I0，作为第3步骤，通过所述运算控制单元进行负反馈控制，以满足所述通电电流的检测平均电流Idd与所述目标平均电流Iaa即所述波形平均电流Ia相一致的关系。
2.如权利要求1所述的颤振电流供电控制方法，其特征在于，
所述实验测定数据通过下述方式获得，即：将所述颤振振幅周期Td＝A+B设为固定，在规定的所述颤振中间电流I0下一边调整所述颤振占空比Γ＝B/Td，一边测定所述检测平均电流Idd与所述颤振中间电流I0相一致时的所述颤振电流大期间B或所述颤振电流小期间A，所述颤振中间电流I0与所述检测平均电流Idd即波形平均电流Ia相一致是指(计算式2)中所述颤振电流大期间B与所述上升时间b的差分值(B-b)变为与所述颤振电流小期间A与所述下降时间a的差分值(A-a)相等，从而所述颤振中间电流I0与所述波形平均电流Ia相一致，因此，(计算式3a)或(计算式3b)成立，
A＝[(Td+(a-b)]/2·····(计算式3a)
B＝[(Td-(a-b)]/2·····(计算式3b)
所述校正参数是“颤振中间电流I0对平均响应时间差((a-b))”的近似计算式或数据表格，通过下述方式获得，即：在基准电压和基准温度的环境下，利用所述感性电负载的多个样本，对规定的颤振振幅周期Td、与所述目标平均电流Iaa相对应地确定的所述颤振振幅电流ΔI、以及多个阶段的所述颤振中间电流I0进行实验测定，基于与此相对应地实测得到的所述颤振电流大期间B00或颤振电流小期间A00，通过(计算式4)计算响应时间差(a-b)，并将多个样本的平均值设定为所述颤振中间电流I0下的平均响应时间差((a-b))，
(a-b)＝Td-2×B00(＝2×A00-Td)→平均值((a-b))···(计算式4)。
3.如权利要求2所述的颤振电流供电控制方法，其特征在于，
在所述实际运行阶段，应用第一校正方法或第二校正方法中的任一个，
所述第一校正方法是下述校正，即：在(计算式2)中设为B＝A，使所述颤振电流大期间B与所述颤振电流小期间A一致，并将所述颤振占空比Γ＝B/Td固定为50％，该情况下成为目标平均电流Iaa的波形平均电流Ia与成为指示电流的颤振中间电流I0之间的关系由(计算式2a)来计算，
Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a-b))·······(计算式2a)
第二校正方法是下述校正，即：在(计算式2)中，设为B-b＝A-a，使成为目标平均电流Iaa的波形平均电流Ia与成为指示电流的颤振中间电流I0彼此相一致，与该颤振中间电流I0相对应地，所述颤振电流大期间B或所述颤振电流小期间A由(计算式5b)或(计算式5a)来计算，
A＝[(Td+((a-b))]/2·····(计算式5a)
B＝[(Td-((a-b))]/2·····(计算式5b)
所述平均响应时间差((a-b))可以使用与目标平均电流Iaa的实用范围即从最小值到最大值的区间的中间值相对应的、或者与常用的特定的代表目标平均电流相对应的平均响应时间差，或者，可以使用利用关于多个阶段的目标平均电流Iaa的多个平均响应时间差通过插值运算来计算得到的平均响应时间差。
4.如权利要求2所述的颤振电流供电控制方法，其特征在于，
在所述实际运行阶段，同时应用第一校正方法和第三校正方法，
所述第1校正方法是下述校正，即：在(计算式2)中设为B＝A，使所述颤振电流大期间B与所述颤振电流小期间A一致，并将所述颤振占空比Γ＝B/Td固定为50％，该情况下成为目标平均电流Iaa的波形平均电流Ia与成为指示电流的颤振中间电流I0之间的关系由(计算式2a)来计算，
Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a-b))·······(计算式2a)
所述第三校正方法是下述校正，即：将所述第二产品的颤振占空比Γ2＝B2/Td设定为比第一产品的颤振占空比Γ1＝B1/Td＝0.5要小，以使得能够对所述响应时间差为(a1-b1)的第一产品、以及所述响应时间差为(a2-b2)且(a2-b2)>(a1-b1)的第二产品应用利用计算式2aa得到的共通的颤振中间电流I0，
Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a1-b1))···(计算式2aa)
为了使关于所述第一产品的(计算式2)的值与关于所述第二产品的(计算式2)的值相等，需要满足(计算式6)的关系，
(B1-b1)-(A1-a1)＝(B2-b2)-(A2-a2)···(计算式6)
这里，通过设为A1＝B1＝Td/2、A2+B2＝Td可得到(计算式6a)和(计算式6b)，
A2＝[Td+(a2-b2)-(a1-b1)]/2···(计算式6a)
B2＝[Td-(a2-b2)+(a1-b1)]/2···(计算式6b)
将响应时间差的差分值(a2-b2)-(a1-b1)作为校正参数来决定第二产品的颤振占空比Γ2＝B2/Td，
作为所述多个样本的平均值的平均响应时间差((a1-b1))、以及其平均差分值((a2-b2)-(a1-b1))可以使用与目标平均电流Iaa的实用范围即从最小值到最大值的区间的中间值相对应的、或者与常用的特定的代表目标平均电流相对应的平均响应时间差，或者，可以使用利用关于多个阶段的目标平均电流Iaa的多个平均响应时间差通过插值运算来计算得到的平均响应时间差。
5.一种颤振电流供电控制装置，
包括运算控制电路部，该运算控制电路部根据对感性电负载即比例电磁线圈进行通电的通电电流，对作为对液体压力进行比例控制的执行器即比例电磁阀产生与针对所述比例电磁线圈的目标平均电流Iaa相对应的指示电流的指令信号，以使得该目标平均电流Iaa与检测平均电流Idd相一致，并进行通电电流的负反馈控制，由所述比例电磁阀的可动阀的滑动电阻来决定的规定的颤振(Dither)振幅电流ΔI被附加到所述目标平均电流Iaa，该颤振电流供电控制装置的特征在于，
所述比例电磁线圈与对其通电电流进行断续控制的驱动用开关元件和电流检测电阻串联连接，并且包括与所述比例电磁线圈和所述电流检测电阻的串联电路并联连接的换流电路元件，
所述运算控制电路部构成为以微处理器为主体，该微处理器与程序存储器及运算用RAM存储器协同动作，所述程序存储器包含有成为电流控制单元的控制程序，
所述电流控制单元包括：利用压力对电流转换表来设定与目标压力相对应的目标平均电流Iaa的目标平均电流设定单元；设定作为目标的颤振振幅电流ΔI的颤振振幅电流设定单元；基于所述目标平均电流Iaa和所述颤振振幅电流ΔI相加得到的颤振合成电流的指示电流设定单元；以及第一校正单元或第二校正单元，
通过比例积分单元对所述目标平均电流设定单元所产生的所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd的偏差值和所述目标平均电流Iaa进行代数和运算，从而得到合成目标电流It，
所述颤振振幅电流设定单元在分别成为颤振电流大期间B和颤振电流小期间A的颤振振幅周期Td＝A+B中反复产生以颤振中间电流I0为基准、且通过加上或减去作为目标的所述颤振振幅电流ΔI的一半而得到的指令信号，即颤振大电流I2和颤振小电流I1，
所述指示电流设定单元基于由所述颤振振幅电流设定单元设定的所述颤振振幅电流ΔI、以及根据所述合成目标电流It而决定的所述颤振中间电流I0，来决定所述颤振大电流I2及所述颤振小电流I1，
所述第一校正单元作用于所述指示电流设定单元，利用实验阶段所测定得到的校正参数，对根据所述颤振中间电流I0和所述颤振振幅电流ΔI的大小而变动的所述通电电流的上升时间b和下降时间a的变动误差进行校正，是设定不同于所述目标平均电流Iaa的值的指示电流来作为所述颤振中间电流I0的指示电流校正单元，
所述第二校正单元作用于所述颤振电流振幅设定单元，是对所述颤振电流大期间B与所述颤振振幅周期Td的比率即颤振占空比Γ＝B/Td进行设定以使得实现所述目标平均电流Iaa与所述颤振中间电流I0相一致的关系的颤振占空比校正单元。
6.如权利要求5所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，
所述换流电路元件是正向压降较大的接合型二极管即第一产品，或者是通过使场效应晶体管反向导通来抑制电压降和发热的等效二极管即第二产品，其机型区分可以通过有无设置于电路基板的跳线、或者存储于所述程序存储器的机型代码来判别，并且除了作用于所述指示电流设定单元的指示电流校正单元即所述第一校正单元，还一并使用了第三校正单元，
所述第三校正单元作用于所述颤振电流振幅设定单元，是预先将第二产品的颤振占空比Γ2＝B2/Td设定为比第一产品的颤振占空比Γ1＝B1/Td＝0.5要小，以使得能够对所述响应时间差为(a1-b1)的所述第一产品、以及所述响应时间差为(a2-b2)且(a2-b2)>(a1-b1)的所述第二产品应用共通的颤振中间电流I0的颤振占空比校正单元。
7.如权利要求5所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，
所述比例电磁线圈分别设置于汽车用变速机中用于变速档选择的多个液压电磁阀，该多个比例电磁线圈分别具备所述驱动用开关元件、电流检测电阻、以及换流电路元件，并且在车载电池即外部电源与多个所述驱动用开关元件之间设置有共用可变恒压电源，
对所述共用可变恒压电源进行负反馈控制以使得其输出电压成为所述比例电磁线圈的基准电流Is与当前温度下所述比例电磁线圈的内部电阻即负载电阻R的积即可变电压Vx＝Is×R，或者利用所述外部电源的当前电压即电源电压Vbb和所述可变电压Vx的比率即电源占空比Γv＝Vx/Vbb来对导通/截止比率进行调整，
所述基准电流Is是所述比例电磁线圈的电阻值为基准电阻R0、且所述驱动用开关元件闭合时施加于所述比例电磁线圈的施加电压为基准电压V0时的通电电流V0/R0，即使多个所述比例电磁线圈的基准电阻R0和基准电流Is不同，基准电压V0也是共通的固定值，
所述可变电压由计算式Vx＝V0×(R/R0)来表示，并且所述电源占空比由计算式Γv＝(Is×R)/Vbb＝(R/R0)/(Vbb/V0)来表示，由于在共通的温度环境和共通的外部电源下使用多个所述比例电磁线圈，因此，电阻比(R/R0)和电压比(Vbb/V0)是共通的，所述可变电压Vx或所述电源占空比Γv可通用地应用于多个所述比例电磁线圈。
8.如权利要求5至7的任一项所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，
所述运算控制电路部中，基于PWM占空比设定单元中所决定的开关占空比，指令脉冲产生单元产生驱动脉冲信号DRV，通过选通电路直接对所述驱动用开关元件进行导通/截止控制，
所述PWM占空比设定单元根据所述指示电流设定单元的指示电流相应地进行动作，决定所述驱动用开关元件的导通时间即闭合期间τon与PWM周期τ的比率即PWM占空比γ＝τon/τ，
所述电流检测电阻的两端电压经由放大器被输入到所述运算控制电路部，与其数字转换值成比例的检测电流Id由数字滤波器进行平滑化，从而成为所述检测平均电流，
所述PWM占空比设定单元对所述PWM占空比γ＝τon/τ进行初始设定，以使得所述颤振大电流I2和所述颤振小电流I1与基准电流Is的比率I2/Is、I1/Is相一致，
所述基准电流Is是所述比例电磁线圈的电阻值为基准电阻R0，且所述驱动用开关元件闭合时施加于所述比例电磁线圈的施加电压为基准电压V0时的通电电流V0/R0，
经由共用可变恒压电源对所述比例电磁线圈供电，对该共用可变恒压电源的输出电压进行负反馈控制，以使得成为与所述比例电磁线圈的当前的负载电阻R与基准电阻R0的电阻比率(R/R0)成比例的可变电压Vx，或者以相当于该电阻比率除以当前的电源电压Vbb和基准电压V0的电压比率(Vbb/V0)而得到的值的通电占空比来进行导通/截止控制，或者，
所述PWM占空比设定单元通过进一步将所述初始设定占空比γ＝τon/τ与由电源电压校正单元得到的当前的电源电压Vbb和所述基准电压V0的比率即电压校正系数Ke＝Vbb/V0的倒数相乘，或者通过进一步将所述初始设定占空比γ＝τon/τ与由当前电阻校正单元计算得到的所述比率电磁线圈的当前温度下的负载电阻R与所述基准电阻R0的比率即电阻校正系数Kr＝R/R0相乘，从而得到并决定校正占空比，
所述颤振振幅电流设定单元的所述颤振振幅周期Td比所述比例电磁线圈的电感L与所述负载电阻R的比率即感应时间常数Tx＝L/R要大，所述PWM周期τ比所述感应时间常数Tx要小，所述数字滤波器的平滑时间常数Tf比所述颤振振幅周期Td要大(Tf>Td>Tx>τ)，
所述比例积分单元在存在因所述第一校正单元而导致的所述指示电流设定单元的设定误差，或者因所述第二校正单元或所述第三校正单元而导致的所述颤振振幅电流设定单元的设定误差，或者因所述当前电压校正单元和所述当前电阻校正单元的任一方或双方而导致的所述PWM占空比设定单元的设定误差时，根据所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd的偏差信号的积分值来对所述合成目标电流It进行增减，并进行负反馈控制从而实现所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd相一致的关系，其积分时间常数Ti比所述颤振振幅周期Td要大。
9.如权利要求8所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，
所述运算控制电路部还包括根据所述指示电流设定单元交替地产生的指令信号即颤振大电流I2及颤振小电流I1与所述检测电流Id的偏差电流Ix相对应地进行动作的增大占空比设定单元或减少占空比设定单元中的至少一个，
所述增大占空比设定单元在所述检测电流Id与作为目标的所述颤振大电流I2相比过于小，且所述偏差电流Ix的绝对值在第一阈值以上时进行作用，暂时使所述指令脉冲产生单元所产生的驱动脉冲信号DRV的PWM占空比γ＝τon/τ增大，在所述检测电流Id增大并接近和通过作为目标的所述颤振大电流I2的时间之后，恢复到所述PWM占空比设定单元所指定的PWM占空比γ＝τon/τ，
所述增大占空比设定单元在所述检测电流Id与作为目标的所述颤振小电流I1相比过于大，且所述偏差电流Ix的绝对值在第二阈值以上时进行作用，暂时使所述指令脉冲产生单元所产生的驱动脉冲信号DRV的PWM占空比γ＝τon/τ减少，在所述检测电流Id减少并接近和通过作为目标的所述颤振小电流I1的时间之后，恢复到所述PWM占空比设定单元所指定的PWM占空比γ＝τon/τ。
10.如权利要求5至7的任一项所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，
所述运算控制电路部中，基于PWM占空比设定单元中所决定的开关占空比，指令脉冲产生单元产生指令脉冲信号PLS，通过负反馈控制电路和选通电路间接地对所述驱动用开关元件进行导通/截止控制，
所述PWM占空比设定单元决定所述指令脉冲信号PLS以PWM周期τ进行导通/截止的PWM占空比γ＝τon/τ，所述PWM占空比γ＝τon/τ通过下述方式来决定导通时间即闭合期间τon，即：对应于由所述指示电流设定单元所得到的指示电流即颤振大电流I2和颤振小电流I1而被设为与所述目标平均电流Iaa的最大值Iamax的比率即γ2＝I2/Iamax，或者γ1＝I1/Iamax，
所述电流检测电阻的两端电压经由放大器被输入到所述运算控制电路部，与其数字转换值成比例的检测电流Id由数字滤波器进行平滑化，从而成为所述检测平均电流Idd，
所述颤振振幅电流设定单元的所述颤振振幅周期Td比所述比例电磁线圈的电感L与当前温度下负载电阻R的比率即感应时间常数Tx＝L/R要大，所述PWM周期τ比所述感应时间常数Tx要小，所述数字滤波器的平滑时间常数Tf比所述颤振振幅周期Td要大(Tf>Td>Tx>τ)，
所述负反馈控制电路在比较控制电路中对模拟指令信号At和电流检测信号Ad进行比较，无论是否有所述电源电压Vbb的变动以及所述负载电阻R的变动，均与所述颤振大电流I2和所述颤振小电流I1相对应地对所述驱动用开关元件进行开关并进行负反馈控制以使得实现所述检测电流一致的关系，其中，所述模拟指令信号At是利用第一平滑电路对所述指令脉冲信号PLS进行平滑而得到的，所述电流检测信号Ad是利用第二平滑电路对所述放大器的输出电压进行平滑而得到的，
所述第一及第二平滑电路的平滑时间常数是比所述PWM周期τ要大，比所述感应时间常数Tx要小的值，
所述比例积分单元在存在因所述第一校正单元而导致的所述指示电流设定单元的设定误差，或者因所述第二校正单元或所述第三校正单元而导致的所述颤振振幅电流设定单元的设定误差，以及所述负反馈控制电路的电流控制误差时，根据所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd的偏差信号的积分值来对所述合成目标电流It进行增减，并进行负反馈控制从而实现所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd相一致的关系，其积分时间常数Ti比所述颤振振幅周期Td要大。
11.如权利要求10所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，
所述颤振振幅电流设定单元对所述负反馈控制电路产生上升开始指令脉冲UP和下降开始指令脉冲DN，
所述上升开始指令脉冲UP在对所述比例电磁线圈开始通电时、或者在所述颤振振幅电流设定单元从所述颤振小电流I1切换到所述颤振大电流I2的时刻，产生规定时间宽度或可变时间宽度的第一脉冲信号，
所述下降开始指令脉冲DN在对所述比例电磁线圈停止通电时、或者在所述颤振振幅电流设定单元从所述颤振大电流I2切换到所述颤振小电流I1的时刻，产生规定时间宽度或可变时间宽度的第二脉冲信号，
所述负反馈控制电路根据所述第一脉冲信号或第二脉冲信号进行动作，暂时使输入到所述比较控制电路的所述模拟指令信号At急增或急减。
12.如权利要求5至7的任一项所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，
所述比例电磁线圈分别设置于汽车用变速机中用于变速档选择的多个液压电磁阀，该多个比例电磁线圈分别具有所述驱动用开关元件，并且包括至少与一对所述比例电磁线圈相连接的电阻检测电路，该一对所述比例电磁线圈处于在一个被供电时另一个不被供电的状态，
所述电阻检测电路由第二放大器构成，该第二放大器从稳压后的控制电压Vcc经过由采样开关元件、以及具有比所述负载电阻R要大的值的电阻值Rs的串联电阻向非驱动中的所述比例电磁线圈提供脉冲电流，并且对此时施加于比例电磁线圈的施加电压Vs＝Vcc×R/(R+Rs)进行放大，并产生电阻检测信号RDS，
所述运算控制电路部对所述采样开关元件进行脉冲驱动，接收此时的所述电阻检测信号RDS，利用计算式R＝Rs×Vs/(Vcc-Vs)≈Rs×Vs/Vcc计算出所述比例电磁线圈的当前温度下的内部电阻即所述负载电阻R，
所述比例电磁线圈由根据其负载电阻R的值来校正输出电压的共用可变恒压电源进行供电，或者包括PWM占空比设定单元，利用所述负载电阻R的值对所述驱动用开关元件的通电占空比进行校正。
13.如权利要求5至7的任一项所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，
与所述比例电磁线圈并联连接的换流电路包括在所述比例电磁线圈的通电切断时、以及在从所述颤振大电流I2到所述颤振小电流I1的切换转移时的减少电流所需的时间内设为有效的高速切断电路，
所述高速切断电路是与所述换流电路元件串联连接的衰减电阻、以及与该衰减电阻并联连接且在所述减少电流所需时间内被开路的附加开关元件，或者是与所述换流电路元件串联连接的换流开关元件，
所述换流开关元件与电压限幅二极管相连接，并且在所述减少电流所需时间内使所述换流开关元件开路，其两端电压由所述电压限幅二极管来进行限制。
14.如权利要求5至7的任一项所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，
所述指令脉冲产生单元所产生的指令脉冲信号PLS的PWM占空比γ是下述值，即：在PWM周期τ的期间内对N次的时钟信号进行计数，在其中的S次为导通指令时PWM占空比γ＝S/N，以所述N次的时钟信号为一个单位的所述PWM周期τ在所述颤振振幅周期Td的期间内产生n次，所述颤振占空比Γ＝B/Td的最小调整单位为Td/n，
对于所述指令脉冲产生单元，将对所述时钟信号计数的环形计数器，即以计数值1～S为导通期间、计数值S+1～N为截止期间的方式来使导通期间连续的集中型的结构作为第一单元，将基于使S次的导通定时分散配置于N次的模拟信号中的环式寄存器的结构作为第二单元，选择使用所述第一单元或所述第二单元中的任一个。
15.如权利要求14所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，
所述指令脉冲产生单元包括第1及第2环式寄存器，
所述颤振电流大期间B中，根据所述第2环式寄存器所存储的位模式，依次使所述指令脉冲信号PLS成为导通/截止状态，
所述颤振电流小期间A中，根据所述第1环式寄存器所存储的位模式，依次使所述指令脉冲信号PLS成为导通/截止状态，
与所述PWM占空比γ相对应的所述位模式作为数据映射存储于所述程序存储器，
所述第1环式寄存器中，在所述颤振电流大期间B，读取并存储符合所述颤振小电流I1的所述数据映射，
所述第2环式寄存器中，在所述颤振电流小期间A，读取并存储符合所述颤振大电流I2的所述数据映射，
在所述PWM占空比γ为50％以下且N/S＝q的值为整数时在一次导通指令后接着产生(q－1)次的截止指令，再次产生一次的导通指令，并接着产生(q－1)次的截止指令，反复进行所述位模式，
在所述PWM占空比γ为50％以下且N/S的商为q、余数为r时，接着一次的导通指令后产生(q－1)次的截止指令或者产生q次的截止指令，再次接着一次的导通指令产生(q－1)次的截止指令或q次的截止指令，反复进行所述位模式，在S次的反复动作中，产生q次的截止指令的次数为r次，
在所述PWM占空比超过50％时，基于对PWM占空比为50％以下的情况下的所述位模式的导通和截止反转后得到的补数模式，通过在N次中产生S次的截止指令，来实现PWM占空比(N-S)/N。