基于高频隔离交交直接变换器及偶次谐波调制技术的有源滤波器的制作方法

本发明属于电能质量管理领域，特别是低电压输入、需要处理谐波次数较高的精密制造等领域。
背景技术：
：随着工业经济的发展，大量的非线性负载尤其是各类电力电子装置接入电网，在电网中产生了大量的谐波污染，严重影响了网侧电能质量。广大工业厂商面临着提高自身功率因数、限制谐波含量的挑战。目前，谐波抑制的一个重要研究内容就是有源电力滤波器。并联有源电力滤波器通过产生与谐波波形一致但相位相反的电流来补偿由非线性负载产生的谐波电流。传统有源滤波器都是基于逆变器拓，最常见的是电压源逆变器，例如SVC、SVG等。电压源逆变器的直流侧采用大容量电解电容器组作为储能元件，电解电容的使用带来如下问题：首先，电解电容寿命较短，容易损坏，从而使得APF装置可靠性较差；其次，储能电容体积大，价格昂贵，大大限制了APF的市场前景。所以传统APF在工业生产上的应用并不广泛。近年来，学术界基于单项结构的交流斩波器，提出了名为虚拟正交源的新型交交变换器控制策略，并基于此发展处一类新型Inverter-LessSTATCOM。该概念的基本思想是将传统的斩波器的固定占空比用一个时变量代替，时变占空比由偶次谐波调制技术实现，从而突破了传统斩波器不能合成任意频率与相位的正弦输出电压的局限。并且，当斩波器负载侧接传统无功补偿电容器，就可以实现无功和谐波的综合补偿，而无功补偿电容器比储能电容体积小，价格低，可靠性高。目前的新型APF研究中，交交变换器主要采用传统的交流斩波器，其由双向功率开关管结合DC-DC变换器直接得到。即目前的新型APF都是基于Buck型和Boost型基本交流斩波器展开，补偿容量较小，研究内容单一，因而这项新技术尚且处在一个发展阶段，新型交流变换器的引入、补偿容量的增加以及闭环控制方案的设计等方面都有待深入研究。技术实现要素：本发明在基于交流斩波器的新型APF技术上引入高频隔离变换器，提出一种适用于三相三线系统的基于高频隔离交交变换器的新型APF结构，可以实现无功和谐波综合补偿的功能。该结构使用传统无功补偿电容器，价格低廉；采用高频隔离交交变换器，实现了补偿电容器和网侧的电气隔离，装置可靠性更高；改变高频变压器变比，相同电压等级和补偿电容器的条件下可以设计更大补偿容量的补偿装置。实现本发明目的的技术解决方案为：一种基于高频隔离交交直接变换器及偶次谐波调制技术的有源滤波器，单相主功率电路包括推挽正激式高频隔离交交直接变换器和传统无功补偿电容器。整个有源滤波器具有三相APF主功率电路，其中每个单相APF主功率电路采用推挽正激式高频隔离交交直接变换器与电容器并联，每个推挽正激式高频隔离交交直接变换器包括交流输入单元、输入滤波器、高频隔离式推挽正激变换单元、周波变换器、输出滤波器和输出交流电容负载。推挽正激式高频隔离交交直接变换器整体上可以分为五个部分：高频变压器T，变压器原边的推挽正激结构斩波器1，变压器副边全波整流斩波器2，输入滤波器和输出滤波器。高频变压器有四个绕组：Tp1、Tp2、、Ts1和Tp2。变压器原边同名端之间接入一个箝位电容Cs，实现了对高频变压器漏感能量的回收,同时也抑制原边开关管电压尖峰。推挽正激结构斩波器1和全波整流斩波器2中双向开关由两个串联的开关管分别由S1a和S1b、S1c和S1d、S2a和S2b、S2c和S2d串联组成，每个开关管dou并联一个相应的二极管，其中串联的两个开关管的源极S共用，驱动信号加在两个开关管共用的源极和各自的栅极之间。输入滤波器Li和Ci用于滤除变换器输入电流中的谐波成分，主要是开关频率成分。输出滤波器滤Lf和Cf除输出电压的开关频率成分。传统无功补偿电容器C作为交交变换器的负载。三相主功率电路按照Y型连接方式并入电网。使用一个时变占空比控制推挽正激式高频隔离交交直接变换器，变换器会向网侧注入含有容性成分和各次谐波成分的电流。容性电流超前电压相位90°，实现无功补偿功能；各次注入谐波和电网含有谐波相位相反幅值相同，实现谐波补偿功能。通过对变换器时变占空比控制，实现无功和谐波动态综合补偿。本发明的控制策略采用偶次谐波调制技术和逐次谐波补偿控制方案。即采样网侧的电压和电流，根据相应的算法计算出无功和各次谐波成分，作为控制电路的指令信号。控制电路将指令信号按照对应的算法，得到偶次调制波信号，作为控制信号，由控制信号得到最终交交变换器的驱动信号。因为检测环节需要针对系统含有的谐波成分进行针对性的补偿，因此这种控制被称为逐次谐波补偿控制。与现有APF系统相比，本发明的有益效果是：1.相对于传统APF，本发明没有直流储能装置，仅使用传统无功补偿电容器，从而装置价格更加低廉；2.不同于传统基于逆变器的APF所采用的检测谐波总含量一并进行补偿的控制策略，提出的新型APF采用逐次谐波补偿方案，因而根据含有不同谐波成分的网络情况新型APF可以更加具有针对性，同时更加容易实现对较高次谐波的补偿。3.相比于基于交流斩波器的APF，本发明实现了补偿电容器和电网侧的电气隔离，装置可靠性更高；并且改变高频变压器变比，相同电压等级和补偿电容器的客观条件下本发明的补偿容量有更大的自主选择性。附图说明图1是本发明一种基于高频隔离交交直接变换器及偶次谐波调制技术的有源滤波器的系统结构图。图2是本发明推挽正激式高频隔离交交直接变换器的示意图。图3是本发明新型有源滤波器的控制系统示意图。图4a、4b分别是本发明有源滤波器投入电网前后电网电压和电流波形示意图。具体实施方式结合图1、图2所示，根据本发明的实施例，一种基于高频隔离交交直接变换器及偶次谐波调制技术的有源滤波器，具有三相APF主功率电路，其中每个单相APF主功率电路采用推挽正激式高频隔离交交直接变换器与电容器并联。如图2所示，本发明的实施例中，每个推挽正激式高频隔离交交直接变换器包括交流输入单元1、输入滤波器2、高频隔离式推挽正激变换单元3、周波变换器4、输出滤波器5和输出交流电容负载6。交流输入单元1与输入滤波器2一端连接，输入滤波器2另一端与高频隔离式推挽正激变换单元3一端连接，高频隔离式推挽正激变换单元3另一端与连接周波变换器4一端连接，周波变换器4另一端与输出滤波器5一端连接，输出滤波器5另一端与输出交流电容负载6连接。输入滤波器2包括滤波电感Li和滤波电容Ci；滤波电感Li一端与交流交流输入单元1正极相连，另一端与滤波电容Ci一端相连；滤波电容Ci另一端与交流输入单元1负极相连。高频隔离式推挽正激变换单元3包括第一双向开关管SA、第二双向功率开关管SB、高频变压器和箝位电容Cs；所述的第一双向功率开关管SA和第二双向功率开关管SB都是由两个单个的功率开关管反向串联而构成承受正向、反向的电压应力和电流应力的开关，具有双向阻断功能；第一双向功率开关管SA包括第一功率开关管S1a，第一二极管V1a，第二功率开关管S1b，第二二极管V1b，第一功率开关管S1a的漏极和第一二极管V1a的阴极相连作为第一双向开关管SA的一端，第一功率开关管S1a的阳极、第一二极管V1a阳极、第二功率开关管S1b的源极、第二二极管V1b的阳极连在一起，第二功率开关管S1b的漏极和第二二极管V1b的阴极相连作为第一双向功率开关管SA的另一端；第二双向功率开关管SB包括第三功率开关管S1c，第三二极管V1c，第四功率开关管S1d，第四二极管V1d；第三功率开关管S1c的漏极和第三二极管V1c的阴极相连作为第二双向开关管SB的一端，第三功率开关管S1c的阳极、第三二极管V1c阳极、第四功率开关管S1d的源极、第四二极管V1d的阳极连在一起，第四功率开关管S1d的漏极和第四二极管V1d的阴极相连作为第二双向功率开关管SB的另一端；高频变压器包括高频隔离变压器第一原边绕组Tp1，高频隔离变压器第二原边绕组Tp2，高频隔离变压器第一副边绕组Ts1，高频隔离变压器第二副边绕组Ts2；第一双向功率开关管SA的一端与高频隔离变压器第二原边绕组Tp1的非同名端相连，第一双向功率开关管SA的另一端与箝位电容Cs的一端和高频隔离变压器第一原边绕组Tp1的同名端相连；箝位电容Cs另一端与高频隔离变压器第二原边绕组Tp1的同名端和第二双向功率开关管SB的一端相连，第二双向功率开关管SB的另一端与高频隔离变压器第一原边绕组Tp1的非同名端相连。周波变换器4包括第三双向开关管SC和第四双向功率开关管SD；第三双向功率开关管SC包括第五功率开关管S2a，第五二极管V2a，第六功率开关管S2b，第六二极管V2b，第五功率开关管S2a的漏极和第五二极管V2a的阴极相连作为第三双向开关管SC的一端，第五功率开关管S2a的阳极、第五二极管V2a阳极、第六功率开关管S2b的源极、第六二极管V2b的阳极连在一起，第六功率开关管S2b的漏极和第六二极管V2b的阴极相连作为第三双向功率开关管SC的另一端；第四双向功率开关管SD包括第七功率开关管S2c，第七二极管V2c，第八功率开关管S2d，第八二极管V2d；第七功率开关管S2c的漏极和第七二极管V2c的阴极相连作为第四双向开关管SD的一端，第七功率开关管S2c的阳极、第七二极管V2c阳极、第八功率开关管S2d的源极、第八二极管V2d的阳极连在一起，第八功率开关管S2d的漏极和第八二极管V2d的阴极相连作为第四双向功率开关管SD的另一端；第三双向功率开关管SC的一端与高频隔离变压器第一副边绕组Ts1的同名端相连，第三双向功率开关管SC的另一端与第四双向功率开关管SD的另一端连接，第四双向功率开关管SD的一端与高频隔离变压器第二副边绕组Ts2的非同名端与相连，第四双向功率开关管SD的另一端与第三双向功率开关管SC的另一端连接。输出滤波器5包含输出滤波电容Cf和输出滤波电感Lf，输出滤波电感Lf一端与第三双向功率开关管SC的一端相连，另一端与输出滤波电容Cf一端相连；滤波电容Ci另一端与高频隔离变压器第二副边绕组Ts2的同名端、高频隔离变压器第一副边绕组Ts1的非同名端连接。输出交流电容负载6包含电容器C，电容器C的一端和输出滤波电容Cf的一端连接，电容器C的另一端和输出滤波电容Cf的另一端连接。其中，所述的三相APF主功率电路按照Y型连接方式并联接入电网，电网为三相三线制，中性点直接接地，APF主功率电路中对应三个推挽正激式高频隔离交交直接变换器经过输入滤波器的对应滤波电感Li并入电网，接入点和无功负载以及非线性负载一样，为电网的公共连接点；三个交交变换器的另一端直接相连，作为负载的中性点。结合图3，三相推挽正激式高频隔离交交直接变换器的控制信号相位差和三相电压相位相同。控制采用偶次谐波调制技术和逐次谐波补偿控制方案，针对电网中含有的谐波，检测并逐次计算各次谐波的含量，用一个信号表示该含量；按照相应算法计算出对应的偶次调制波成分，作为推挽正激式高频隔离交交直接变换器的控制信号。本发明的前述基于高频隔离交交直接变换器及偶次谐波调制技术的有源滤波器，基本工作原理如下：首先，当负载为电容时，图3所示，高频隔离推挽正激式交交直接变换器的输入输出特性为：uo=Nd(t)usio=Cduodtis=Nd(t)io---(1)]]>其中，io为负载电流，is为交交直接变换器电源侧电流，网侧电压us＝Umsinωt，C为补偿电容容值大小，d(t)为占空比，则交交直接变换器电源侧电流的表达式可以写为：is＝ωCN2d(t)2Umcosωt(2)1.无功补偿原理当占空比d(t)＝k0，是一个定值时，变换器的电源测电流式(2)可以写为is＝ωCN2k02Umcosωt(3)式(3)表明，此时推挽正激变换器向电网侧注入一个超前网侧电压90°的容性电流，电流幅值可以通过控制占空比k0的大小来调节。因此推挽正激式交交直接变换器就像一个容值可调节的可变电容器，可以提供动态无功补偿。2.谐波补偿原理为了实现谐波抑制的功能，依据虚拟正交源的概念，将偶次谐波调制技术应用在交交直接变换器。偶次谐波调制技术的思想是将偶次频率的正弦时变成分加入到变换器的占空比，相应的在变换器的网侧输入电流中即将产生奇次谐波，这些奇次谐波被用来抑制电网中的谐波污染。所以时变占空比如式4所示。其中，n为正偶数，0≤k0+∑kn≤1，∑|kn|≤k0。把式4带入到式1中，此时网侧输入电流的公式为is=CN2·d(t)·d(d(t)·us)dt=CN2·d(t)·[d′(t)·us+d(t)·us′]---(5)]]>当偶次谐波成分仅含有2th成分，输入电流可以表达为式6-式9。显然，通过适当的控制偶次调制波的幅值和相位，可以生成和电网中谐波幅值相同、相位相反的奇次谐波。is＝iω+i3ω(6)iω=UmωC(k02+12k22)cos(ωt)---(7)]]>以上为单相新型APF无功和谐波综合补偿原理，图1所示三相新型APF的三相网侧输入电流表达式为ifa=CN2·da(t)·ddt[(usa-uNO)·da(t)]ifb=CN2·db(t)·ddt[(usb-uNO)·db(t)]ifc=CN2·dc(t)·ddt[(usc-uNO)·dc(t)]]]>其综合补偿原理和单相类似，不再赘述。3.控制原理三相新型APF针对不同次数的谐波需要做不同的处理，因此本发明的APF在实现谐波抑制以及无功补偿的功能时不能直接采用传统的APF所采用的一般方案——检测谐波的总含量一并进行补偿，而需要分别检测电网中的各次谐波电流并补偿，即采用逐次谐波补偿的策略。控制方案原理图如图3。ia,ib,ic为当网侧电流，当网侧三相瞬时电流经过检测电路之后，利用Park变换将其瞬时值转换到两相坐标系中，得到基波和各次谐波的直轴分量id和交轴分量iq。将基波的交轴分量iq经过一个低通滤波器即得到无功直流分量，作为控制环节的指令信号，将其与零比较后输入比例积分调节器，调节器的输出作为控制信号。各次谐波的直轴分量id和交轴分量iq均通过低通滤波器和PI调节器，将PI调节器输出进行Park反变换，得到相应的偶次调制波控制信号。最后将各项控制信号相加得到三相时变占空比，时变占空比和三角载波比较产生交交变换器的驱动信号。图4新型有源滤波器投入电网前后电网电压电流波形图。图4a所示，补偿前网侧电压电流有相位差，有无功成分，网侧电流波形不是正弦型式，含有大量的谐波；图4b所示，补偿后网侧电压电流相位基本相同，无功被补偿，网侧电流基本是一个正弦波，谐波含量很少。表明，本发明可实现无功和谐波的综合补偿。当前第1页1 2 3