一种低噪声高可靠性智能化5V开关电源装置的制作方法

本发明涉及一种用于电能变换场合下进行直流降压的开关电源，特别涉及一种采用双闭环的反馈机制、集成PWM控制器、实时电压显示，反馈及各电路有机结合而构成的5V开关电源装置。

背景技术：

随着社会的发展，科学技术不断进步，传统的线性直流电源越来越不能满足生产和生活的需要了。和传统的线性电源相比，开关电源具有很多明显的优势，虽说线性电源稳压性能好、输出的纹波电压也要小，但它必须使用很笨重的工频变压器与电网隔离，并且调整管的功率损耗也相对较大，致使电源的体积和重量大、效率很低。因而开关电源被誉为高效节能电源，是稳压电源的发展方向，现在已经成为稳压电源的主流产品。关键元器件在开关电源内部工作在高频开关状态，所以本身消耗的能量很低，好的电源效率可以达到90％以上，几乎是普通线性稳压电源的两倍。随着输出功率的增加，两者的成本都是在增加的，只是增长速率各不相同，开关电源在某一点比线性电源的成本要高，但随着电力电子技术的发展和创新，开关电源也在不断地进步，其成本也在不断地降低，这就为开关电源的发展提供了广泛的空间。本设计的一种低噪声高可靠性智能化5V开关电源装置采用双闭环的反馈机制、集成PWM控制器、实时电压显示，反馈及各电路有机结合而构成了5V开关电源装置。其装置性能高、体积小、更加智能，且可靠性更高。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种低噪声高可靠性智能化5V开关电源装置，其装置性能高、体积小、更加智能，且可靠性更高。

直流电源在很多场合都需要用到，很多电子设备都是5V直流电源供电，如果电源的稳压性能不好，则会使设备的芯片等部件烧毁，甚至造成更严重的后果，带来巨大损失，而现行电源往往体积大，效率低，损耗大，使用起来不方便，开关电源则不一样，他的出现可以弥补线性电源的不足。

本设计一种低噪声高可靠性智能化5V开关电源装置与市面上的现行电源装置功能大致相同，都是为负载设备提供5V的直流供电电源，但其性能要优于传统的线性电源，在直流电压20V(电压变化范围较小)输入，电阻负载情况下，设计出的开关电源满足以下几点。

(1)输出电压5V；

(2)稳定时间小于0.5秒；

(3)V_PP小于800mV；

(4)具有电压显示功能；

(5)具有短路保护功能。

附图说明

图1是本发明的总体设计方案框图；

图2是本发明的降压斩波电路图；

图3是本发明的Buck变换器模式1(0＜t≤t_on)的等效电路图；

图4是本发明的Buck变换器模式2(ton＜t≤T)的等效电路图；

图5是本发明的Buck变换器开关波形图；

图6是本发明的控制和驱动电路图；

图7是本发明的电压反馈电路和电流反馈电路；

图8是本发明的单片机最小系统原理图；

图9是本发明的12864电压显示电路图；

图10是本发明的系统程序总流程图；

图11是本发明的输入电压波形；

图12是本发明的UC3842的8脚波形；

图13是本发明的UC3842的4脚波形；

图14是本发明的UC3842的6脚波形；

图15是本发明的输出5V的电压波形；

图16是本发明的LCD12864显示输出电压。

具体实施方式

本发明一种低噪声高可靠性智能化5V开关电源装置的总体设计方案和各模块电路设计如下：

1总体设计方案

根据设计要求，本次设计的5V开关电源将包括：电源输入电路、DC/DC(Buck)变换主电路、控制电路、驱动电路、电压显示电路等。由这几个模块电路可以组成总体设计方案的框图，如图1所示，图1为总体设计方案框图。

总体设计方案中，20V直流电源作为主供电源，经滤波后送到DC/DC变换主电路，通过控制电路、驱动电路使主电路工作，采样输出送入控制电路与基准电压做比较，改变其PWM波的占空比，使电压稳定输出。电压显示电路显示采样电路采样的数据，并在12864液晶显示屏上显示。

2各模块电路设计

2.1主电路设计

本发明要求是DC-DC变换，即将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电。DC-DC变流电路包括非隔离的DC-DC变流电路和带隔离的DC-DC变流电路，由于本发明属于小功率的电源，20V直流输入并不对人生安全构成威胁，因此不要求DC/DC变换器输入与输出之间有电气隔离，从变换器的效率考虑，非隔离的变换器效率比隔离的变换器效率高。综上所述，得出方降压斩波电路(Buck变换器)本发明主电路的设计要求，降压斩波电路是最基本的斩波电路，电路非常简单，成本低，可靠性高，驱动电路简单，适用于几瓦～几百瓦的小功率电子设备电源。降压斩波电路的电路原理图如图2所示，图2为降压斩波电路。

本设计主电路是采用降压斩波电路。如图2所示为功率MOSFET的基本降压斩波电路(Buck变换器)。在Buck电路中，输出电压V_a比输入电压V_S低。Buck电路的工作过程根据开关管的动作分为两种模式。根据输出电感中的电流是否连续，Buck电路可以工作在连续或断续模式，本发明装置工作在连续模式。

模式1(0＜t≤t_on)，在一个开关周期的起始时刻(t＝0)，开关管Q_S导通。模式1等效电路如图3所示，图3为Buck变换器模式1(0＜t≤t_on)的等效电路。由于输入电压V_S大于平均输出电压V_a，这个阶段电感电流l_L(t)上升。电感上的电压决定了电流的上升率：

如电感值够大，在时间t_on内电感电流将从I₁线性增长至I₂，因此

模式1的连续时间为

因此，在模式1电感处于储能阶段。

模式2(t_on＜t≤T)

当开关管Q_S在t＝t_on时刻关断，进入模式2，等效电路如图4，图4为Buck变换器模式2(ton＜t≤T)的等效电路。

由于电感电流不能突变，电感上的电压极性立刻反向以维持开关管Q_S关断前流过的电流I₂，这种现象称为感性冲击。由于电感电压极性相反，续流二极管D_fw正偏导通。如果没有续流二极管，给开关管供电的电源会出现一个负的电压尖峰。随着电感中的能量传输给电容并被负载消耗，电感电流逐渐减小。电感上的电压为-V_a，流过的电流在t_off内由I₂线性减小至I₁。

即

模式2的持续时间为

电感电流峰-峰值为

稳定运行状态下，在时段0＜t≤t_on和t_on＜t≤T内，电感电流峰-峰值相等

把t_on＝D和t_off＝(1-D)T带入式(8)得

即

Buck变换器的平均输出电压V_a为占空比D和输入电压V_S的乘积。当负载变化或者输入电压波动时，由Buck变换器实现的电压调节器的占空比每周期改变以维持输出电压恒定。占空比的周期性改变采用脉宽调制的反馈方法实现，这将在控制电路的设计中讨论。开通时间t_on和关段时间t_off的定义为

开关周期T是t_on和t_off的和，即

从而电感纹波电流可表示为

因此，电感电流峰-峰值与电感和频率成反比。根据基尔霍夫电流定律，电感电流为

i_L＝i_C+i₀ (15)

稳定工作状态下，输出电容在一个开关电源周期内充、放电量相同，因此平均电容电流I_C为0。平均电感电流I_L等于平均输出电流I_a，于是当I_L(t)大于I_a时(即I_C(t)流入电容)输出电容充电；当I_L(t)小于I_a时输出电容放电。设负载电流恒定，则电感电流的变化为

Δi_L＝Δi_C+Δi₀≈Δi_C (16)

因此充、放电的时间在一个开关周期内必然相等，而且均等于半个开关周期。平均充电或放电电流在(t_on/2)+(t_off/2)＝(T/2)内为

电容电压为

电容纹波电压为

把式(3.16)中的ΔI代入式(3.21)，则电容纹波电压为

由于输出电容直接与负载并联，因此电容纹波电压Δu_C等于输出纹波电压Δu₀。可以看到，输出纹波电压与及LC乘积成反比。因此，要减小输出纹波电压，LC乘积越大越好，开关频率越高越好。由于在Buck变换器中输出电感L和输出电容C形成个低通滤波器，L值和C值的选择决定输出滤波器的截止频率，并最终决定开关纹波以及输出尖峰的值。

工作在连续模式下的Buck变换器的开关波形如图5所示，图5为Buck变换器开关波形。由于输入电流不连续，通常需要一个输入滤波器用于减小电磁干扰(EMI)，它由一个串联电感和一个并联电容组成。由于续流二极管的作用，输出电感电流是连续的。在开通时刻，输出电感电流比所需的负载电流i_0(t)小，输出电容首先释放能量，不过由于输出电感电流不断增大，并超过负载所需电流，输出电容开始充电。电容最大充电电流I₂-I_a出现在开通状态的结束时刻，即DT时刻。电容最大放电电流I₁-I_a出现在开关周期的结束时刻。要注意电容纹波电压滞后于电流90°。

如果忽略开关损耗，通过计算开关管Q_S，与续流二极管D_fw的导通损耗可以得到Buck变换器的效率。导通损耗表达式为

这里R_on为开关管Q_S的通态电阻，为二极管的正向电压降，它与电流大小有关。

因此Buck变换器的效率为

显然，减少R_on和提高效率。

2.2控制电路和驱动电路设计

控制电路的核心部分就是按系统的工作要求形成控制信号，即发出PWM波及电压、电流保护等。由于单片机供电电压一般小于等于5V，不能直接驱动开关管；UC3842的输入电源可以直接接20V，能直接驱动MOSFET或IGBT，故采用UC3842电源管理芯片发出PWM波驱动MOSFET，UC3842具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器、电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率MOSFET的理想器件。

驱动电路就是去控制主电路中电力电子器件的导通与关断，主要作用是将控制信号放大和隔离，由于本发明采用UC3842控制芯片(其可以直接驱动MOSFET和IGBT)，又考虑到经济性与电路的简单化，于是采用直接驱动，直接驱动就是控制信号不加处理，直接驱动电力电子器件的导通与关断，不需要任何辅助电路。其适用控制电路信号可直接驱动MOSFET等开关器件的电路。

频率采用32kHz，由公式f＝1.8/(R_T×C_T)可知，电阻R₄、电容C₃可分别取25k_Ω和2.2nF，UC3842控制芯片的1脚采用电容C₁和电阻R₁并联后与2脚相连，以改善误差放大器的增益和频率特性，其分别取1nF、220k_Ω，6脚接一个20Ω的尖峰抑制电阻R₃，旁路电容C₂～C₅都取0.1uF，其控制驱动电路如图6所示，图6为控制和驱动电路。

电压反馈，采用电阻分压输入，电流反馈也采用电阻采样。其电路如图7所示，图7为电压反馈电路和电流反馈电路。

电压反馈(送入UC3842)采用改变分压反馈电阻的比值实现，UC3842内部比较电压为2.5V，在这里R₁、R₂、R₃分别取4.7k_Ω、10k_Ω、4.7k_Ω，所以电路的输出电压范围为[4.7/4.7+1]×2.5≤V_a≤[(4.7+10)/4.7+1]×2.5(包含5～10V)，符号设计要求。

电压反馈(送入单片机)，在这里R₁、R₂、R₃都取100K，分压反馈电压送入单片机进行显示。

电流反馈，反馈电阻R₄、R₅使用两个0.1_Ω(电阻较小，功率损耗可以接受)的水泥电阻做采样，当电路短路时反馈给3脚的电压大于1V，UC3842暂停发波，实现短路保护。

2.3显示电路设计

(1)控制芯片方案选择

电压显示电路就是实时监控(显示)主电路的电压。根据我们所学知识，单片机是做数字电压显示电路的最好选择，由于本发明要求电压输出为5V，显示范围不大，可采用自带A/D的单片机(STC12C5A60S2)和液晶显示屏制作数字电压表。此款单片机内部自带10位的A/D，工作频率0-35M，速度快，精确度随所测量电压值增大而减小，而且其电路简单，可靠性强，成本低。

本发明所用单片机最小系统由STCI2C5A60S2作为核心芯片，该系统由电源电路、复位电路和时钟电路组成。具体如下图所示。

STCI2C5A60S2单片机最小系统电路如图8所示，图8为单片机最小系统原理图

(2)显示器方案选择

在本次设计中，有必要将电压等参数实时显示出来，所以需要显示器。由于本发明装置中，需要显示的信息量不大，但LCD1602液晶显示屏不能显示汉字，所以不考虑。虽说使用TFT彩屏能够显示大量的信息，还可以彩色显示，美观且操作也灵活，但是价格相对比较贵，考虑到制作成本，所以不选TFT彩屏。LCD12864液晶显示屏也可以显示较大的信息量，由于本次设计需要显示的信息量不是很多，LCD12864液晶完全能够满足本设计所需的要求，所以，综上所述，使用LCD12864液晶显示屏。

本系统中的显示部分是采用STC12C5A60S2单片机控制12864液晶显示屏显示。带中文字库的128×64是一种具有4位/8位并行、2线或3线串行多种接口方式，内部含有国标一级、二级简体中文字库的点阵图形液晶显示模块；液晶的显示分辨率为128×64，内置8192个16×16点汉字，和128个16×8点ASCII字符集。可以显示8×4个点阵的汉字，也可完成图形显示。低电压低功耗是其又一显著特点。由该模块构成的液晶显示方案与同类型的图形点阵液晶显示模块相比，不论硬件电路结构或显示程序都要简洁得多，且该模块的价格也略低于相同点阵的图形液晶模块。

本课题在实物验证中使用了1块12864液晶，安装在主从模块上作为数据显示模块。从机模块上的12864液晶主要是用作显示本机采集到的电压值。而主机模块上的12864液晶除了显示主机采集到的电压值，还能显示出随电源电压变化的电压值，并且精确到0.01V，并能够实时反映出模块采集到的电压的变化。

本设计采用的是串行显示，实现显示功能仅用了4个I/O口控制E，R/W，RS和PSB。这样使得单片机系统电路更加精简、效率更高，同时节约了单片机的I/O口，为系统的升级和功能的扩展预留了足够的空间。显示电路具体的I/O口控制接线如图9所示，图9为12864电压显示电路。

系统程序总流程图如图10所示，图10为系统程序总流程图。

3测试结果与分析

测试前提条件：输入电源采用20V/5A开关电源，负载用10Ω/36W大功率电阻、50MHz数字示波器、数字万用表等。

(1)输入电源电压波形。将示波器探头接在输入电源的输出端上，接通电源，测得波形如图11所示，图11为输入电压波形。

从该图可知，所使用的输入电压的实际值为20.0V，其纹波电压有1.2V，可以说这种电源相较于市场上的同类电源是比较差的。所以正好可以用来测试本设计的开关电源在恶劣环境下的表现。但考虑到开关电源的稳定性，所以我在输入级前端加入了一个1000uF/50V的电容，做滤波。

(2)未触发主电路时，UC3842相应管脚的波形。首先将UC3842的2脚悬空或接地，6脚悬空，3脚直接接地，接通电源，测得相关脚的波形，如图12、13、14所示，图12为UC3842的8脚波形，图13为UC3842的4脚波形，图14为UC3842的6脚波形。

UC3842的8脚为芯片工作输出一个约为5V的电压，4脚的输出为一个锯齿波(频率为33.3K)，锯齿波的振荡频率决定了6脚输出的频率。

在本设计中，设计的频率应为32K，但是实际中没有完全理想的电阻电容，用4位半高精度万能表测得的实际电阻电容值后，再代入公式计算本。其实际的频率应为33.1K，然后上电测试实际值，实测值为33.3K其误差为0.6％。这个误差还可以接受。

(4)输出电压V_PP测量。用示波器测量负载电阻两端电压波形，如图15所示，图15为输出5V的电压波形。

V_PP测量值在输出为5V时为800mV，根据所测得的V_PP，可知V_PP值基本满足设计要求，我用4位半高精度万能表测得的值为5V，但是示波器上显示是5.17V，这我认为是测量误差。我用电压表测量，完全满足，误差不超过0.5％。

(5)检测数据显示页面的准确性

测了电压为5V。其中在测5V时(最后一位在0和1跳动)，其电压差仅有0.001V，可以说误差相当小。

(6)检测LCD12864是否工作，如图16所示，显示正常，图16为LCD12864显示输出电压。