开关电源及其交调补偿电路的制作方法

本实用新型涉及开关电源电路领域，特别是涉及一种开关电源及其交调补偿电路。

背景技术：

开关电源由于其效率高、体积小、重量轻、精度高的优势得到快速的普及和广泛的应用。而随着功率半导体电子器件高速发展，电源理论研究不断深入，各种拓扑在各类产品的应用日益成熟，各类产品的出货量也越来越大，而这时候由于器件批量生产不一致性而导致的不良越来越普遍。

开关电源中的变压器是极其关键的器件。多绕组变压器在大批量生产时漏感参数差异很大，会影响电源各个绕组电压的交调性能。当有绕组负载很重，有绕组负载较轻时，会出现带轻负载的绕组电压浮高现象，且浮高的程度和绕组间漏感大小有很大的关系。开关电源在带有大负载时，电压的大幅波动会影响其内部半导体的电应力，直接导致开关电源出现故障。

技术实现要素：

基于此，有必要针对上述问题，提供一种可降低开关电源故障率的开关电源及其交调补偿电路。

一种开关电源的交调补偿电路，包括采样电路、限流电阻和控制开关，所述采样电路包括输入端、输出端和采样端，

所述采样电路的输入端连接开关电源的输出电路，所述采样电路的采样端连接所述控制开关的控制端，所述采样电路的输出端接地；所述控制开关的输入端通过所述限流电阻连接所述采样电路的输入端，所述控制开关的输出端连接所述开关电源的反馈电路；

其中，输出电路连接开关电源的变压器的次级输出线圈，对次级输出线圈输出的电压进行整流滤波得到输出电压；反馈电路连接变压器的次级反馈线圈和开关电源的控制电路，在次级反馈线圈输出的电压大于电压阈值时发送反馈信号至控制电路；控制电路根据接收的反馈信号输出占空比可调的PWM信号至开关电源的开关电路，控制开关电路的导通和关断，从而控制变压器的通断状态；

所述采样电路对所述输出电路的输出电压进行采样，得到采样电压输送至所述控制开关的控制端，所述控制开关在所述采样电压高于导通阈值时导通，输出电压至所述反馈电路，使所述反馈电路发送反馈信号至所述开关电源的控制电路。

一种开关电源，包括交流整流滤波电路、变压器、输出电路、反馈电路、控制电路和开关电路，还包括上述交调补偿电路，所述变压器包括初级线圈、次级输出线圈和次级反馈线圈，

所述初级线圈一端连接所述交流整流滤波电路，另一端连接所述开关电路的输入端；所述输出电路连接所述采样电路的输入端和所述次级输出线圈，所述反馈电路连接所述控制开关的输出端、所述次级反馈线圈以及所述控制电路；所述控制电路连接所述开关电路的控制端，所述开关电路的输出端接地。

上述开关电源及其交调补偿电路，采样电路对输出电路的输出电压进行采样得到采样电压，控制开关在采样电压高于导通阈值时导通，输出电压至反馈电路，使反馈电路发送反馈信号至开关电源的控制电路，从而减小控制电路输出的PWM信号的占空比，降低输出电路的输出电压。当变压器的次级反馈线圈带负载过大导致输出电路的输出电压浮高时，可及时控制反馈电路发送反馈信号进行电压调节，避免输出电压大幅波动，降低了开关电源的故障率。

附图说明

图1为一实施例中开关电源的交调补偿电路的结构图；

图2为一实施例中开关电源的电路原理图。

具体实施方式

在一个实施例中的开关电源的交调补偿电路，如图1所示，包括采样电路110、限流电阻R3和控制开关Q2，采样电路110包括输入端、输出端和采样端。

采样电路110的输入端连接开关电源的输出电路220，采样电路110的采样端连接控制开关Q2的控制端，采样电路110的输出端接地。控制开关Q2的输入端通过限流电阻R3连接采样电路110的输入端，控制开关Q2的输出端连接开关电源的反馈电路230。

其中，输出电路220连接开关电源的变压器的次级输出线圈，对次级输出线圈输出的电压进行整流滤波得到输出电压。反馈电路230连接变压器的次级反馈线圈和开关电源的控制电路，在次级反馈线圈输出的电压大于电压阈值时发送反馈信号至控制电路；控制电路根据接收的反馈信号输出占空比可调的PWM信号至开关电源的开关电路，控制开关电路的导通和关断，从而控制变压器的通断状态，实现电压的稳定输出。

采样电路110对输出电路220的输出电压进行采样，得到采样电压输送至控制开关Q2的控制端，控制开关Q2在采样电压高于导通阈值时导通，输出电压至反馈电路230，使反馈电路230发送反馈信号至开关电源的控制电路。导通阈值的具体取值可调，限流电阻R3用于调整补偿的程度。

当变压器的次级反馈线圈带负载过大导致输出电路220的输出电压浮高时，若次级反馈线圈输出的电压未达到电压阈值，反馈电路230不会发送反馈信号至控制电路。通过采样电路110对输出电路220的输出电压进行采样，控制开关Q2在采样电压高于导通阈值时导通，输出电压至反馈电路230，使反馈电路230发送反馈信号至开关电源的控制电路，从而减小控制电路输出的PWM信号的占空比，降低输出电路220的输出电压。

本实施例中，控制开关Q2为NPN型三极管。NPN型三极管的基极B作为控制开关Q2的控制端，连接采样电路110的采样端，NPN型三极管的集电极C作为控制开关Q2的输入端，通过限流电阻R3连接采样电路110的输入端，NPN型三极管的发射极E作为控制开关Q2的输出端，连接反馈电路230。可以理解，在其他实施例中，控制开关Q2也可采用N沟道MOS管或其他开关管。

上述开关电源的调补偿电路，采样电路110对输出电路220的输出电压进行采样得到采样电压，控制开关Q2在采样电压高于导通阈值时导通，输出电压至反馈电路230，使反馈电路230发送反馈信号至开关电源的控制电路，从而减小控制电路输出的PWM信号的占空比，降低输出电路220的输出电压。当变压器的次级反馈线圈带负载过大导致输出电路220的输出电压浮高时，可及时控制反馈电路230发送反馈信号进行电压调节，避免输出电压大幅波动，降低了开关电源的故障率。

在一个实施例中，继续参照图1，采样电路110包括第一采样电阻R1和第二采样电阻R2，第一采样电阻R1和第二采样电阻R2串联，且公共端作为采样电路110的采样端，与控制开关Q2连接。第一采样电阻R1的另一端作为采样电路110的输入端，与输出电路220连接。第二采样电阻R2的另一端作为采样电路110的输出端接地。可通过调节第一采样电阻R1和第二采样电阻R2的阻值以调整需要补偿的电压值。可以理解，采样电路110的具体结构并不唯一。

在一个实施例中的开关电源，如图2所示，包括交流整流滤波电路210、变压器T1、输出电路220、反馈电路230、控制电路240、开关电路250和交调补偿电路100，变压器T1包括初级线圈T1a、次级输出线圈T1b和次级反馈线圈T1c。

初级线圈T1a一端连接交流整流滤波电路210，另一端连接开关电路250的输入端。输出电路220连接采样电路110的输入端和次级输出线圈T1b，反馈电路230连接控制开关Q2的输出端、次级反馈线圈T1c以及控制电路240。控制电路240连接开关电路250的控制端，开关电路250的输出端接地。

交流整流滤波电路210对接入的交流电进行整流滤波，得到直流电压并输出至变压器T1的初级线圈T1a，变压器T1对直流电压进行降压。输出电路220对次级输出线圈T1b输出的电压进行整流滤波得到输出电压。反馈电路230在检测到次级反馈线圈T1c输出的电压大于电压阈值时，输出反馈信号至控制电路240。控制电路240根据反馈信号输出占空比可调的PWM信号至开关电路250，控制开关电路250的导通和关断，从而控制变压器T1的通断状态，达到输出稳压的目的。

当变压器T1的次级反馈线圈T1c带负载过大导致输出电路220的输出电压浮高时，采样电路110对输出电路220的输出电压进行采样，控制开关Q2在采样电压高于导通阈值时导通，输出电压至反馈电路230，使反馈电路230发送反馈信号至控制电路240，从而减小控制电路240输出的PWM信号的占空比，降低输出电路220的输出电压。

上述开关电源，当变压器T1的次级反馈线圈T1c带负载过大导致输出电路220的输出电压浮高时，可及时控制反馈电路230发送反馈信号至控制电路240进行电压调节，避免输出电压大幅波动，降低了开关电源的故障率。

在一个实施例中，如图2所示，交流整流滤波电路210包括整流桥BR1和第一滤波电容C1，整流桥BR1的输出端连接初级线圈T1a，第一滤波电容C1一端连接整流桥BR1的输出端，另一端接地。通过整流桥BR1对接入的交流电整流后，再经第一滤波电容C1滤波得到直流电输送至初级线圈T1a。

本实施例中，整流桥BR1由4个二极管组成，整流桥BR1的输入端口2和输入端口3接入交流电，整流桥BR1的输出端口1作为整流桥BR1的输出端，连接初级线圈T1a，整流桥BR1的输出端口4接地。可以理解，交流整流滤波电路210的具体结构并不唯一。

在一个实施例中，如图2所示，输出电路220包括第一二极管D1和第二滤波电容C2，第一二极管D1的阳极连接次级输出线圈T1b，第一二极管D1的阴极连接采样电路110的输入端，第二滤波电容C2一端连接第一二极管D1的阴极，另一端接地。通过第一二极管D1对次级输出线圈T1b输出的电压进行整流，并通过第二滤波电容C2对整流后的电压进行滤波得到输出电压。可以理解，输出电路220的具体结构并不唯一。

在一个实施例中，如图2所示，反馈电路230包括光耦OC1、开关U2、第三采样电阻R4和第四采样电阻R5，光耦OC1包括发射部和接收部。本实施例中，开关U2具体可采用TL431芯片。

开关U2的输入端通过光耦OC1的发射部连接次级反馈线圈T1c，开关U2的输出端接地。第三采样电阻R4和第四采样电阻R5串联，且公共端连接开关U2的控制端以及控制开关Q2的输出端，第三采样电阻R4另一端连接次级反馈线圈T1c，第四采样电阻R5另一端接地；光耦OC1的接收部一端连接控制电路240，另一端接地。可以理解，反馈电路230的具体结构并不唯一。

第三采样电阻R4和第四采样电阻R5对次级反馈线圈T1c输出的电压进行采样，可通过调节第三采样电阻R4和第四采样电阻R5的阻值调整开关U2的导通阈值。当开关U2导通时，光耦OC1的发射部发光，光耦OC1的接收部在发光部发光时导通，发送反馈信号至控制电路240。

本实施例中，控制开关Q2的导通阈值由第一采样电阻R1、第二采样电阻R2、第三采样电阻R4和第四采样电阻R5共同决定。可以理解，根据反馈电路230的结构不同，控制开关Q2导通的具体形式也可不同。例如，在其他实施例中，也可设置控制开关Q2的导通阈值为固定值。

此外，反馈电路230还可包括R6、电阻R7、电阻R8、电容C4和电容C5。光耦OC1的发射部通过电阻R6连接次级反馈线圈T1c，电阻R7和电容C4串联，且公共端连接光耦OC1的发射部与开关U2的公共端，电阻R7另一端连接光耦OC1的发射部与电阻R6的公共端，电容C4另一端连接第三采样电阻R4和第四采样电阻R5的公共端。电阻R8和电容C5串联，电阻R8另一端连接光耦OC1的发射部与开关U2的公共端，电容C5另一端连接第三采样电阻R4和第四采样电阻R5的公共端。

在一个实施例中，控制电路240包括控制器U1、电阻Rs1和电容Cs1。控制器U1的端口COMP连接光耦OC1的接收部，在光耦OC1的接收部导通时接地。控制器U1的端口FB和端口GND接地，端口GATE连接开关电路250，端口CS通过电阻Rs1连接开关电路250，端口VCC用于接入供电电压。本实施例中，控制器U1在端口COMP接地时接收到反馈信号，减小由端口GATE输送至开关电路250的PWM信号的占空比。可以理解，控制电路240的具体结构并不唯一。

在一个实施例中，开关电路250包括开关管Q1和电阻R9，开关管Q1的输入端连接初级线圈T1a，开关管Q1的控制端连接控制电路240，具体连接控制器U1的端口GATE，开关管Q1的输出端连接控制电路240，具体连接电阻Rs1，开关管Q1的输出端通过电阻R9接地。开关管Q1根据接收的PWM信号进行关闭和导通操作，从而控制输出电路220的输出电压恒定。可以理解，开关电路250的具体结构并不唯一。

本实施例中，开关管Q1为N沟道MOS管，栅极G作为开关管Q1的控制端，漏极D作为开关管Q1的输入端，源极S作为开关管Q1的输出端。可以理解，在其他实施例中，开关管Q1也可以是NPN型三极管或其他开关管。

在一个实施例中，开关电源还包括滤波电路260，反馈电路230通过滤波电路260连接次级反馈线圈T1c。滤波电路260对次级反馈线圈T1c输出的电压进行整流滤波后输出至反馈电路230。

具体地，滤波电路260包括第二二极管D2和第三滤波电容C3，第二二极管D2的阳极连接次级反馈线圈T1c，第二二极管D2的阴极连接反馈电路230，第三滤波电容C3一端连接第二二极管D2的阴极，另一端接地。通过第二二极管D2对次级反馈线圈T1c输出的电压进行整流，并通过第三滤波电容C3对整流后的电压进行滤波后输出至反馈电路230。可以理解，滤波电路260的具体结构并不唯一。

在一个实施例中，开关电源还包括供电电路270，变压器T1还包括自馈线圈T1d，供电电路270连接自馈线圈T1d和控制电路240。供电电路270接收自馈线圈T1d输出的电压，并为控制电路240提供工作电压。

具体地，供电电路270包括第三二极管D3和第四电容C6。第三二极管D3的阳极连接自馈线圈T1d，第三二极管D3的阴极连接控制电路240，具体连接控制器U1的端口VCC，第四电容C6一端连接第三二极管D3的阴极，另一端接地。通过第三二极管D3对自馈线圈T1d输出的电压进行整流，并通过第四电容C6对整流后的电压进行滤波后输出至控制器U1，为控制器U1提供工作电压。可以理解，供电电路270的具体结构并不唯一。

此外，供电电路270还可包括电阻R10，电阻R10一端用于接入电源，另一端连接控制电路240，具体连接控制器U1的端口VCC。还能通过电阻R10接入外部电源对控制器U1提供工作电压，提高了供电便利性。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本实用新型的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对实用新型专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本实用新型的保护范围。因此，本实用新型专利的保护范围应以所附权利要求为准。