电压转换装置及电压转换方法与流程

本发明涉及一种通过利用pwm信号驱动开关元件的接通或断开而对所输入的电压进行变压并输出到负载的电压转换装置及电压转换方法。

背景技术：

在以蓄电池作为电源的设备中，具备dc/dc变换器作为用于对负载供给电力的电源电路的设备较多。该dc/dc变换器具备开关元件以及电感器，通过基于pwm信号来切换开关元件的接通或断开而对来自蓄电池的电压进行变压(升压或者降压)并输出到负载。通过dc/dc变换器，即使外部的蓄电池的电压变动，也能够对来自蓄电池的电压进行变压(升压或者降压)而对负载施加恒定的电压。

作为用于使dc/dc变换器的输出电压稳定的控制方式，公知反馈输出电压的电压模式控制方式、在输出电压之外还反馈输出电流的电流模式控制方式等。

在专利文献1中，为了实现能够抑制波纹电流而维持较高的变压效率的dc/dc变换器，公开了根据输出电流而切换针对开关元件的开关频率的技术。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平10-323027号公报

技术实现要素：

发明要解决的课题

然而，在如专利文献1所记载的dc/dc变换器那样切换开关频率的情况下，存在紧接在切换之后输出电压大幅变动这样的问题。dc/dc变换器的输出电压根据流过电感器的电感器电流的平均值来确定，但紧接在切换开关频率之后，与正常状态相比，电感器电流变大，因此输出电压也变大。其结果是，存在无法将恒压稳定地输出到负载这样的问题。

本发明是鉴于上述情形而完成的，其目的在于，提供一种即使紧接在切换开关频率之后也能够抑制输出电压的变动而能够将恒压稳定地输出到负载的电压转换装置及电压转换方法。

用于解决课题的技术方案

本发明涉及一种电压转换装置，具备开关元件、电感器以及驱动电路，所述电压转换装置通过所述驱动电路利用pwm信号来驱动所述开关元件的接通或断开，从而产生电感器电流而对所输入的电压进行变压并输出到负载，所述电压转换装置的特征在于，具备：切换单元，根据向所述负载输出的输出电流的大小，利用所述驱动电路来切换开关频率；以及变更单元，在通过所述切换单元来切换所述开关频率时，变更所述pwm信号的波形，所述变更单元变更所述pwm信号的接通时间，所述电压转换装置驱动所述开关元件的接通或断开。

本发明涉及一种电压转换方法，利用电压转换装置来进行，该电压转换装置具备开关元件、电感器以及驱动电路，通过所述驱动电路利用pwm信号来驱动该开关元件的接通或断开，从而产生电感器电流而对所输入的电压进行变压并输出到负载，所述电压转换方法的特征在于，根据向所述负载输出的输出电流的大小，在利用所述驱动电路来切换开关频率时变更所述pwm信号的波形，变更所述pwm信号的接通时间，驱动所述开关元件的接通或断开。

在本发明中，在切换针对开关元件的开关频率时，使pwm信号的波形变更。通过该变更，能够抑制紧接在切换开关频率之后的电感器电流的平均值的上升，并抑制紧接在切换开关频率之后的输出电压的变动。

本发明的电压转换装置的特征在于，所述变更单元以使紧接着切换开关频率之后的所述电感器电流的下限值与正常状态下的所述电感器电流的下限值一致的方式确定所述pwm信号的波形的变更量。

在本发明中，以使紧接着切换开关频率之后的电感器电流的下限值与正常状态下的电感器电流的下限值一致的方式确定pwm信号的波形的变更量。因此，能够高效地抑制紧接在切换开关频率之后的电感器电流的平均值的上升。

本发明的电压转换装置的特征在于，所述变更单元所变更的所述pwm信号的波形的变更量包括pwm信号的接通时间以及pwm信号的占空比中的至少一个。

在本发明中，所变更的pwm信号的波形的变更量是pwm信号的接通时间、pwm信号的占空比以及pwm信号的频率中的至少一个。因此，能够切实地抑制紧接在切换开关频率之后的输出电压的变动。

本发明的电压转换装置的特征在于，所述变更单元对紧接在切换所述开关频率之后的pwm信号的仅一个周期中的波形进行变更。

在本发明中，使紧接在切换开关频率之后的pwm信号的波形变更一个周期量。因此，紧接在切换开关频率之后能够迅速地抑制输出电压的变动。

本发明的电压转换装置的特征在于，所述变更单元对紧接在切换所述开关频率之后的pwm信号的多个周期中的波形进行变更。

在本发明中，在紧接在切换开关频率之后的pwm信号的多个周期中使其波形变更。因此，能够在不存在紧接在切换开关频率之后的较大的变动的情况下抑制输出电压的变动。

本发明的电压转换装置的特征在于，在通过所述切换单元来切换所述开关频率时，紧接在切换之后的所述pwm信号的接通时间比即将切换之前的所述pwm信号的接通时间短。

在本发明中，使紧接在切换开关频率之后的pwm信号的接通时间与即将切换之前相比缩短。因此，能够切实地抑制紧接在切换开关频率之后的输出电压的变动。

发明效果

根据本发明，在切换开关频率时使pwm信号的波形变更，因此即使紧接在切换开关频率之后，也能够抑制输出电压的变动，能够将恒压稳定地输出到负载。

附图说明

图1是示出本发明的电压转换装置的结构例的框图。

图2是示出电压转换装置中的控制部的功能构成的框图。

图3是示出比较例的开关频率、pwm信号与电感器电流的关系的时序图。

图4是示出本发明的第一实施方式的开关频率、pwm信号与电感器电流的关系的时序图。

图5是示出用于说明变更量的导出的切换开关频率前后的开关频率、pwm信号与电感器电流的关系的时序图。

图6是示出本发明的电压转换装置的动作步骤的流程图。

图7是示出接通时间计算处理的动作步骤(步骤s1的子例程)的流程图。

图8是示出频率切换处理的动作步骤(步骤s2的子例程)的流程图。

图9是示出本发明的第二实施方式的开关频率、pwm信号与电感器电流的关系的时序图。

图10是示出本发明的第三实施方式的开关频率、pwm信号与电感器电流的关系的时序图。

具体实施方式

以下，针对本发明，基于表示其实施方式的附图进行详细叙述。

(第一实施方式)

图1是示出本发明的第一实施方式的电压转换装置的结构例的框图，图2是示出电压转换装置中的控制部2的功能构成的框图。图1所示的电压转换装置例如具备对外部的蓄电池3的电压进行降压并供给到负载4的dc/dc变换器1以及向dc/dc变换器1提供pwm信号的控制部2。

dc/dc变换器1具备：开关元件11，其一端连接于蓄电池3；第二开关元件12和电感器13，其各自的一端连接于开关元件11的另一端；电阻器14，其一端连接于电感器13的另一端；以及电容器15，连接在电阻器14的另一端与接地电位之间。第二开关元件12的另一端连接于接地电位。负载4连接到电容器15的两端。开关元件11和第二开关元件12例如是将各自的一端形成为漏极的n沟道型的mosfet。

dc/dc变换器1还具备驱动电路16，该驱动电路16提供将开关元件11以及第二开关元件12驱动为接通或断开的驱动信号。驱动电路16将从控制部2提供的pwm信号以及与该pwm信号互补的pwm信号分别提供给开关元件11以及第二开关元件12的栅极。

控制部2具有cpu21，cpu21与存储程序等信息的rom22、临时地存储所产生的信息的ram23以及对pwm控制的周期等各种时间进行计时的计时器24彼此总线连接。

还将生成提供给驱动电路16的pwm信号的pwm电路25、检测电阻器14的两端的电压并将流动到电阻器14的电流转换成数字的电流值的a/d转换电路26以及将电容器15的两端的电压转换成数字的电压值的a/d转换电路27与cpu21总线连接。

在图2中，控制部2实现用于通过所谓的电压模式控制方式来控制从dc/dc变换器1输出到负载4的输出电压的电压环路控制器28的功能。图中“○”记号表示减法器。

电压环路控制器28根据从目标的电压值vref减去数字的电压值vo而得到的偏差，计算pwm信号的接通时间并向pwm电路25输出，该电压值vo是由a/d转换电路27对输出到负载4的输出电压进行转换而得到的。pwm电路25生成具有与所提供的接通时间相应的占空比的pwm信号。

在形成为这样的结构的电压转换装置中，根据向负载4的输出电流的大小而切换针对开关元件11以及第二开关元件12的开关频率，以使电压的转换效率变得良好。例如，在输出电流为20a以上的情况下，将开关频率设为150khz，在输出电流低于20a的情况下，将开关频率设为100khz。

在这样切换开关频率的情况下，紧接在切换开关频率之后，流过电感器13的电感器电流与正常状态相比变大，与电感器电流的平均值成比例的输出电压也变大而发生变动。

因此，通过本发明的电压转换装置，对紧接在切换开关频率之后的pwm信号的波形实施变更(校正)，从而抑制在切换开关频率时产生的这样的输出电压的变动。

图3以及图4是示出切换开关频率前后的开关频率、pwm信号与电感器电流的关系的时序图，图3示出不进行本发明那样的变更的比较例(现有例)，图4示出本发明的第一实施方式的例子。两例都是在定时a下将开关频率从150khz切换成100khz。

在图3所示的比较例(现有例)中，紧接在切换之后的pwm信号的占空比与切换前相同，未进行变更。因此，紧接在切换之后的电感器电流变大，其平均值(由虚线a表示)与正常状态下的平均值(由实线b表示)相比上升。其结果是，输出电压也大幅变动。

与此相对地，在图4所示的本发明例中，预测与切换开关频率相伴的电感器电流的变化，以使紧接在切换之后的电感器电流的下限值与正常状态下的下限值(由虚线c表示)一致的方式变更紧接在切换之后的pwm信号的一个周期中的占空比。具体地说，在紧接在切换之后的pwm信号的第一个周期中，以使占空比与切换前相比变小的方式进行校正。因此，紧接在切换之后的电感器电流未怎么变大，其平均值(由虚线d表示)相对于正常状态下的平均值(由实线e表示)的上升度较小。其结果是，能够抑制输出电压的变动。

以下，对该紧接在切换之后的pwm信号的变更量即紧接在切换开关频率之后的变更后的占空比以及变更后的接通时间的具体值进行说明。

变更后的占空比d′利用下述(1)式来计算。

d′＝[d(1-d)/2×(1/f1)+d(1+d)/2×(1/f2)]×f2…(1)

其中，f1：切换前的开关频率

f2：切换后的开关频率

d：变更前的占空比

变更后的接通时间on′通过d′×(1/f2)而求出，因此在将变更前的接通时间设为on的情况下，通过将d＝on×f1这样的关系代入到上述(1)式，利用下述(2)式来计算。

on′＝[on×f1×(1-on×f1)]/(2×f1)+[on×f1×(1+on×f1)]/(2×f2)…(2)

参照图5，说明上述计算式的导出过程。在将切换开关频率前的电感器电流的上升幅度设为iα且将紧接在切换开关频率之后的电感器电流的上升幅度设为(iα/2)+iβ的情况下，如果示出切换开关频率前后的开关频率、pwm信号和电感器电流的关系，则如图5所示。此外，在图5中，tβ表示紧接在切换开关频率之后的接通时间的一部分。

在图5中，在着眼于紧接着将开关频率从f1切换成f2之后的情况下，首先，处于断开状态下的电感器电流的斜率成为处于接通状态下的电感器电流的斜率的(1-d)/d倍，因此切换后的周期1/f2利用下述(3)式求出。

1/f2＝(d/2)×(1/f1)+tβ+[(1-d)/d]×tβ+[(1-d)/2]×(1/f2)…(3)

变更后的占空比以接通时间÷周期来表示，因此变更后的占空比d′利用下述(4)式求出。

d′＝[(d/2)×(1/f1)+tβ]×f2…(4)

如果针对tβ而求解上述(3)式，则如下述(5)式所示。

tβ＝[d(1+d)/2]×(1/f2)-(d²/2)×(1/f1)…(5)

通过将上述(5)式代入到上述(4)式，变更后的占空比d′以如下方式求出，得到上述(1)式。

d′＝[(d/2)×(1/f1)+[d(1+d)/2]×(1/f2)-(d²/2)×(1/f1)]×f2

＝[d(1-d)/2×(1/f1)+d(1+d)/2×(1/f2)]×f2

接下来，对动作进行说明。图6是示出电压转换装置的动作步骤的流程图。图6所示的动作是针对pwm控制的每个控制周期而实施的，依照预先储存于rom22的控制程序，通过cpu21来执行。

在电压转换装置的动作中包括：接通时间计算处理(步骤s1)，是基于所检测到的输出电压的pwm信号的反馈控制；以及频率切换处理(步骤s2)，判断是否需要切换开关频率，如果需要，则计算pwm信号的变更量并进行切换，由cpu21执行这些处理。以下，针对该接通时间计算处理(步骤s1)以及频率切换处理(步骤s2)进行详细叙述。

图7是示出cpu21所进行的接通时间计算处理的动作步骤即图6的步骤s1的子例程的流程图。

cpu21取得由a/d转换电路27对输出到负载4的输出电压进行转换而得到的数字的电压值(步骤s11)。接下来，cpu21根据所取得的输出电压的电压值(vo)，以使输出电压变成目标的电压值(vref)的方式进行pid运算，计算接通时间(步骤s12)。cpu21将所计算出的接通时间送出到pwm电路25(步骤s13)，结束处理。依照所送出的接通时间，通过pwm电路25来生成pwm信号。

图8是示出cpu21所进行的频率切换处理的动作步骤即图6的步骤s2的子例程的流程图。

cpu21取得由a/d转换电路26对输出到负载4的输出电流进行转换而得到的数字的电流值(步骤s21)。cpu21确定适合于所取得的输出电流的电流值的开关频率(步骤s22)。具体地说，cpu21在所取得的电流值为20a以上的情况下，将开关频率确定为150khz，在所取得的电流值低于20a的情况下，将开关频率确定为100khz。

cpu21判断所确定的开关频率与当前时刻的开关频率是否一致(步骤s23)。在一致的情况下(s23：“是”)，cpu21结束处理。

另一方面，在不一致的情况下(s23：“否”)，cpu21依照上述(2)式，利用变更前的接通时间、当前时刻的开关频率(变更前的开关频率)以及所确定的开关频率(变更后的开关频率)来计算变更后的接通时间(步骤s24)。然后，cpu21将当前时刻的开关频率切换成所确定的开关频率(步骤s25)，并结束处理。pwm信号的紧接在切换开关频率之后的第一个周期中的接通时间是在步骤s24中计算出的接通时间。

在上述第一实施方式中，在为了提高来自蓄电池3的电压的转换效率而切换针对开关元件11、12的开关频率时，变更紧接在切换之后的pwm信号的波形的特性(接通时间)，因此能够抑制由切换引起的紧接在切换之后的电感器电流的上升，其结果是，能够抑制输出电压的变动，能够将恒压稳定地输出到负载4。

(第二实施方式)

以下，说明本发明的第二实施方式。此外，第二实施方式的电压转换装置的结构与上述第一实施方式的电压转换装置的结构(图1以及图2)相同。

在上述第一实施方式中，仅对紧接在切换开关频率之后的pwm信号的一个周期中的接通时间进行变更，而在第二实施方式中，对紧接在切换开关频率之后的pwm信号的多个周期中的接通时间进行变更。该第二实施方式在未针对pwm信号的每一个周期进行基于输出电压的反馈控制的情况下是适合的。

图9是示出第二实施方式的开关频率、pwm信号与电感器电流的关系的时序图。与第一实施方式同样地，在定时a下将开关频率从150khz切换成100khz。此时，在图9所示的例子中，在紧接在切换开关频率之后的2个周期内变更接通时间。即，在紧接在切换开关频率之后的第一个周期中，以使电感器电流的上限值与正常状态下的上限值一致的方式将接通时间变更-0.2μs，在第二个周期中，以使电感器电流的下限值与正常状态下的下限值一致的方式将接通时间变更+0.1μs，从第三周期之后起，进行通常的控制。

在第二实施方式中，输出电压的变动不是增加的方向而是减少的方向，因此在切换开关频率时没有超过规格所示出的上限电压的风险。

此外，关于变更的接通时间，设想切换开关频率时的电感器电流的发展，根据该设想结果，以使电感器电流的上限值或者下限值与正常状态下的上限值或者下限值一致的方式，利用切换前的开关频率、切换后的开关频率以及变更前的接通时间与上述第一实施方式同样地进行计算即可。

(第三实施方式)

以下，说明本发明的第三实施方式。此外，第三实施方式的电压转换装置的结构与上述第一实施方式的电压转换装置的结构(图1以及图2)相同。

在上述第一实施方式中，变更紧接在切换开关频率之后的pwm信号的一个周期中的接通时间，而在第三实施方式中，变更紧接在切换开关频率之后的pwm信号的一个周期中的频率。

图10是示出第三实施方式的开关频率、pwm信号与电感器电流的关系的时序图。与第一实施方式同样地，在定时a下切换开关频率。此时，在图10所示的例子中，不是仅在紧接在切换开关频率之后的一个周期中变更接通时间，而是将pwm信号的频率设为120khz，从第二个周期之后起，将pwm信号的频率设为100khz。

这样，在第三实施方式中，为了使紧接在切换开关频率之后的电感器电流的下限值与正常状态下的下限值一致，紧接在切换开关频率之后不变更pwm信号的接通时间，而变更pwm信号的频率。

此外，关于在紧接在切换之后的第一个周期中变更的频率，设想切换开关频率时的电感器电流的发展，根据该设想结果，以使电感器电流的下限值与正常状态下的下限值一致的方式，利用切换前的开关频率、切换后的第二个周期之后的开关频率以及变更前的接通时间与上述第一实施方式同样地进行计算即可。

(第四实施方式)

在上述第三实施方式中，使紧接在切换开关频率之后的接通时间固定，而作为组合第一以及第三实施方式而得到的方式，也能够紧接在切换开关频率之后使接通时间和频率同时变更，使紧接在切换之后的电感器电流的下限一致。

此外，在第一～第四实施方式中，说明了根据输出电流的大小而将开关频率从150khz切换成100khz的情况，但这是示例，例如也能够同样地将本发明应用于将开关频率从125khz切换成110khz的情况。即，关于与输出电流的大小相应的切换前后的开关频率的数值，说明书所记载的数值仅是一个例子，根据作为对象的电压转换装置的产品形态，对于从任意数值向任意数值的变更，本发明都能够应对。

此外，在第一～第四实施方式中，说明了采用反馈所检测到的输出电压的电压模式控制方式的情况，但本发明还能够应用于采用在输出电压之外还反馈所检测到的输出电流的电流模式控制方式的情况。

另外，对于dc/dc变换器1对蓄电池3的电压进行降压并供给到负载4的情况进行了说明，但dc/dc变换器1也可以对蓄电池3的电压进行升压或者升降压。

应当理解为本次公开的实施方式在所有方面都是示例，而并非限制性的。本发明的范围不通过上述意思来表示，而是由权利要求书表示，旨在包括与权利要求书均等的意思以及范围内的全部变更。另外，能够将各实施方式所记载的技术特征相互组合。

标号说明

1dc/dc变换器

2控制部

3蓄电池

4负载

11、12开关元件

13电感器

16驱动电路

21cpu

22rom

23ram

25pwm电路

26、27a/d转换电路

28电压环路控制器。