多级高速可调速驱动装置的制作方法

本发明大体上涉及可调速驱动电路和方法，且更具体地说，涉及多级高速可调速驱动电路和方法。甚至更具体地说，本发明涉及用于驱动高速中电压电动机的多级高速可调速驱动电路和方法。

背景技术：

用于天然气管道和处理应用的离心压缩机分别在范围介于5,000到20,000rpm的速度、从25到2mw的功率电平下操作，其中较低速度与较高功率电平相关联，且反之亦然。通常，当这些压缩机是以电气方式驱动的压缩机时，电动机是最大3600rpm的通过到压缩机的增速变速箱驱动的低速50或60hz电动机。近年来，人们对可以直接驱动气体压缩机的高速电动机产生了很大兴趣，从而消除了变速箱。在任一情况下，通常都需要可调速驱动装置(asd)来驱动电动机，这主要是因为负载惯性很高，且难以跨越电源线直接起动，且其次是因为在压缩机由电动机驱动的情况下，asd准许在不存在与节流相关联的能量损耗的情况下变化气体流动。大部分市售asd解决方案，尤其是大型中电压(mv)(介于2.4kv与13.8kv之间的电压)asd被设计成用于以不超过50或60hz操作的较低速电动机。因此，控制和切换装置技术被调适成满足此较低速细分市场的需要。实际上，当基频超出200hz时，用脉宽调制(pwm)合成正弦电压的普通方法在常规三相asd的情况下会遇到限制，这是因为pwm通常需要半导体装置在基频的九倍或更多倍或1.8khz下进行切换。当利用mv输出所需类型的半导体(例如，>1700vigbt)时，所述问题变得更加困难，这是由于其可能限于少到900hz的切换频率。(注意：近年来发布的关于mv驱动装置的供应商数据将示出对120到200hz基频的限制。)

任何此类asd的关键要求为电动机中的谐波失真保持为极低水平(<<5％thd)。这是因为电动机绕组的电阻随交流电(ac)频率而增大，且在高速电动机设计的情况下，通过将谐波降到最低来避免损耗是组合电动机与反相器的关键要求。图1示出此现有技术中描述的具有过量比例的第5和第7谐波失真的电流波形。重要目标为消除此类谐波，从而可以切实可行的方式将此系统应用于高功率、高速(>3600rpm)电动机。

技术实现要素：

本发明的若干实施例通过提供多级高速可调速驱动装置有利地解决了上文需求以及其它需求。

根据一个实施例，本发明为一种系统，其包括：多个模块化多级3相反相器桥接器，其中多个q个多级3相反相器桥接器以基频f操作，其中q是范围介于2到5的整数或可以下文所描述的方式付诸实践的任何数目，其中多级3相反相器桥接器包含至少三级，其中多级3相反相器桥接器以最小调制频率为基频9倍的脉宽调制(pwm)模式操作或其以基频模式(ffm)操作，其中此模式中的反相器换相频率等于基频，其中q个多级3相反相器以分裂相操作，使得一个群组从另一群组移位相角θ＝60°/q，其中群组之间的相移位θn为nθ/q，其中n为谐波阶数；高速多相电动机，其相布置在q个3相群组中；以及用于拦截选定谐波群组同时使处于基频f的分量通过的电磁构件，其中电磁构件包含由磁芯链接的携载电动机电流的线圈，其中电磁构件插入于多个q个模块化多级3相反相器桥接器与高速多相电动机之间。

附图说明

根据以下结合以下图式呈现的更特定描述，将更加显而易见本发明的若干实施例的上文和其它方面、特征和优势。

图1是电动机绕组电流随时间推移的曲线图，其示出了此现有技术中具有过量比例的第5和第7谐波失真的可调速驱动装置的效果。

图2是根据本发明的一个实施例的多级高速可调速驱动装置的框图。

图3是图2的多级高速可调速驱动装置的示意图。

图4是线间电压在一个基波循环内的曲线图，其示出了如由图2的多级高速可调速驱动装置生成的在额定操作条件下的线间电压。

图5是图2的多级高速可调速驱动装置的相间变压器的z形配置的示意图。

图6是说明来自图2的多级高电压可调速驱动装置的每一反相器的均衡电压和假定电流的向量图。

图7和8是说明由图2的多级高电压可调速驱动装置的谐波拦截器生成的第5和第7谐波电压和分别为正和负的相序列的相量图。

图9是电动机线间电压在一个基波循环内的曲线图，所述曲线图是在施加来自图2的多级高电压可调速驱动装置的反相器的具有图7和8的电压的谐波拦截器之后获得。

图10是相间变压器图5的替代实施例的示意图。

图11是图5的相间变压器的又一替代实施例的示意图。

图12是图5的相间变压器的九相实施例的示意图。

图13是图1的系统的十二相实施例的框图。

对应附图标记在图式的若干视图中始终指示对应组件。熟练的技术人员应了解，图中的元件仅为简单和清晰起见而进行说明，且未必按比例绘制。举例来说，图中的一些元件的尺寸可能相对于其它元件夸示以有助于改进对本发明的各种实施例的理解。并且，通常未描绘在商业可行的实施例中有用或必需的常见但众所周知的元件，以便呈现本发明的这些各种实施例的遮挡较少的视图。

具体实施方式

以下描述不应以限制性意义来理解，而应理解为仅仅是出于描述示范性实施例的一般原理的目的。应参考权利要求书来确定本发明的范围。

贯穿本说明书对“一个实施例”、“一实施例”或类似语言的参考意味着结合实施例描述的特定特征、结构或特性包含在本发明的至少一个实施例中。因此，贯穿本说明书出现的短语“在一个实施例中”、“在一实施例中”和类似语言可以(但未必)全部指代同一实施例。

本发明的实施例通过以基频模式(ffm)操作三级或多级反相器消除了许多可调速驱动装置(asd)设计的典型基频障碍，在所述模式中反相器以极高效率(通常大于99.4％)产生准矩形可变电压波。在ffm中，反相器每基频循环仅切换一次换相。此ffm输出电压在输出电压中具有高百分比的第5、第7和其它谐波。如果此电压被直接施加到永磁(pm)电动机或感应电动机，那么所得非正弦电流将导致电动机转子发生过量损耗，从而降级效率且可能使电动机过热。额外副作用将为产生振动扭矩或扭矩波动，其在与机械谐振一致的频率的情况下会毁坏电动机轴和/或耦接件。本发明的重要目标为耦合ffm反相器的输出，以便减少或消除电动机中的低阶谐波和上文所描述的副作用。这样做有助于高电压、高功率反相器的设计，而无需串联连接较低电压半导体开关。替代地，反相器在无需串联连接众多反相器桥接器的ac输出的情况下起作用，所述串联连接必定需要众多个别地隔开的dc源，正如美国专利第5,625,545号的常见级联h桥(chb)型反相器电路中所需要。

实际上，在本发明中体现的付诸实践中，可以将控制器制成为六相，而非其它现有技术(例如，赛宾等人的美国专利第2008/010362号)中描述的较复杂十二相系统。这样能将复杂性降到最低并增大可靠性。

首先参看图2，示出了根据本发明的一个实施例的多级高速(>3600rpm)可调速驱动装置的框图。

示出了第一多级3相电压馈送反相器2和第二多级3相电压馈送反相器4、第一dc电源1、第二dc电源3、相间变压器5和六相电动机6。

第一dc电源1耦合到第一3相电压馈送反相器2，且第二dc电源3耦合到第二3相电压馈送反相器4。

第一3相电压馈送反相器2和第二3相电压馈送反相器4分别耦合到相间变压器5的第一和第二输入端子。相间变压器5的输出端子耦合到六相电动机6的相应3相绕组。

第一3相电压馈送反相器2和第二3相电压馈送反相器4从第一dc电源1和第二dc电源3获得dc电力，并将其转换成用于电动机6的六相可变频率ac，且其被配置成提供为模块的两个三相反相器。在模块化反相器的情况下，可以容易地配置用于六相操作的两个标准模块或用于十二相操作的四个标准模块。在本发明的实施例中，3％的总谐波失真(thd)限制符合六相或(换句话说)十二步操作。成对的反相器模块以净30°的相移位操作，使得第5和第7电压谐波分量被抵消。提供z形相间变压器5以有助于完全实现此抵消。六相电动机绕组也以与相应反相器桥接器相同的方式发生相移位。此电路布置有助于跨越电动机6的2500到15000rpm操作速度范围的一部分以99.4％的全速反相器桥接器效率和低总谐波失真(thd)实现相对缓慢切换的6500v绝缘栅双极晶体管(igbt)的非脉宽调制(pwm)操作。

第一3相电压馈送反相器2和第二3相电压馈送反相器4在输出电压中以30度的相移位操作。z形相间变压器5的主要目的为拦截由来自电动机6的第一3相电压馈送反相器2和第二3相电压馈送反相器4生成的第5、第7和所有其它6k+/-1阶(k为奇数)谐波电压，即第5、第7、第19、第21、第33、第35……谐波电压。

参看图3，示出了图2的多级高速可调速驱动装置的示意图。

示出了第一多级3相电压馈送反相器2和第二多级3相电压馈送反相器4、第一dc电源1、第二dc电源3、相间变压器5和六相电动机6。

第一dc电源1耦合到第一3相电压馈送反相器2，且第二dc电源3耦合到第二3相电压馈送反相器4。dc电源1、3可以取决于电源的情形而并联或独立耦合，如由虚线7所指示。

第一3相电压馈送反相器2和第二3相电压馈送反相器4分别耦合到相间变压器5的第一和第二单独电路的第一和第二输入端子集合。相间变压器5的输出端子耦合到六相电动机6的相应3相绕组。每一3相绕组相对于3相绕组中的邻近绕组发生30度的相移位。电动机中的此相移位是例如通过将每一3相绕组安置在电动机定子的多个槽的一半中，并将另一绕组安置在剩余槽中实现的。如果4极6相电动机具有48个槽，那么24个槽用于相abc，且另外24个用于def，且每相每极存在两个线圈。

第一3相电压馈送反相器2和第二3相电压馈送反相器4在输出电压中以30度的相移位操作。z形相间变压器5的主要目的为拦截由来自电动机6的第一3相电压馈送反相器2和第二3相电压馈送反相器4生成的第5、第7和所有其它6k+/-1阶(k为奇数)谐波电压，即第5、第7、第19、第21、第33、第35……谐波电压。

本发明的可调速驱动装置说明为具有三级2x3相拓扑结构，具有8mw的最大额定功率，具有750hz的最高频率和4,600vac的最大电压。此实施例可以在工业上用于范围介于100kw、150,000rpm、500vac至多50mw、5000rpm、13,800vac的应用。一般来说，对于工业应用，速度往往与功率电平和物理大小成反比。由于槽大小限制和绝缘厚度，小型电动机无法在高电压下操作。由于电动机与反相器之间的连接的物理大小，较大电动机无法在低电压下操作。此类功率和电压电平为市售硅igbt容易实现的电平实例。较高或较低额定电压可以通过串联装置操作来实现，或较高额定电流可以通过并联装置或模块操作来实现。如果采用多于3级的三相反相器桥接器，那么可以实现类似益处。

接下来参看图4，示出了线间电压在等效于基波循环的0到360度的角度内的曲线图，其示出了如由图2的多级高速可调速驱动装置生成的在额定操作条件下的线间电压。

接下来参看图5，示出了图2的多级高速可调速驱动装置的相间变压器的z形配置的示意图。

如图5的示意图中所示出，相间变压器的z形配置具有3个磁芯支路，且每一支路具有三个绕组。应注意，端子a连接到中间支路上的15匝线圈，且所述线圈与顶部支路上的反向卷绕15匝线圈串联连接。所述支路的反向卷绕15匝线圈连接到端子a'。由于此第一15匝线圈是在具有相e15匝线圈的支路上，因此电压与相e15匝线圈反相，如由线圈符号上的黑点说明。

端子b连接到底部支路上的15匝线圈，且所述线圈与中间支路上的反向卷绕15匝线圈串联连接。所述支路的反向卷绕15匝线圈连接到端子b'。由于此第一15匝线圈是在具有相f线圈的支路上，因此电压与相f绕组反相，如由线圈符号上的黑点说明。

端子c连接到顶部支路上的15匝线圈，且所述线圈与底部支路上的反向卷绕15匝线圈串联连接。所述支路的反向卷绕15匝线圈连接到端子c'。由于此第一15匝线圈是在具有相d线圈的支路上，因此电压与相d绕组反相，如由线圈符号上的黑点说明。

上文布置是26/15＝1.7333的线圈匝数比的实例；逼近1.7321的任何匝数比都可以示出为是令人满意的。

图6是说明来自图2的多级高电压可调速驱动装置的每一反相器的均衡基频电流的向量图。

如图6的向量图中所示出，在具有如上文所描述的来自每一反相器的均衡电压和假定电流(即相d滞后于相a30度)的情况下，来自相d的第一支路上的净安匝抵消相a和相b的净安匝。

并且，相e抵消相b和相c；相f抵消相a和相c。由于基频下的这些磁通势(mmf)抵消了，因此基波电压基本为零。26/15＝1.73333的匝数比匹配三在0.07％内的平方根。因此，在六相反相器和六相电动机的情况下，相间变压器在基频下的电压降基本为零。

如上文所陈述，谐波拦截器的主要目的为抵消以第5和第7开始的一系列谐波电压，所述谐波电压可以是反相器驱动电动机中的谐波损耗的主要原因。鉴于在基频下两个3相群组之间存在30°的相移位，来自反相器的第5或第7谐波电压对于第5和第7谐波将具有5x30＝150°和7x30＝210°的相移位，且相序列将分别为负和正。

参看图7和8，示出了说明由图2的多级高电压可调速驱动装置的谐波拦截器生成的第5和第7谐波电压和分别为正和负的相序列的相量图。

此相同相关系适用于所有“k为奇数”谐波。图7和8示出了与这些谐波电压相关联的相量图。应注意，在def线圈与个别abc线圈之间存在15/26的匝数比的情况下，两组线圈中的电压之间的相关系与由反相器生成的谐波电压的相关系相同。因此，对第5和第7谐波的阻抗是变压器磁芯的高磁化阻抗，且结果拦截了到电动机的谐波电流。此装置被称为“谐波拦截器”。

对于阶数为6k+/-1(其中k为偶数)的所有谐波的情况，z形相间变压器具有与基波情况(其中k＝0，且6k+/-1＝+/-1)相同的效果。因此，虽然第5和第7被完全消除了，但第11、第13、第23、第25……穿过到达电动机。

参看图9，示出了电动机线间电压在一个基波循环内的曲线图，所述曲线图是在施加来自图2的多级高电压可调速驱动装置的反相器的具有图7和8的电压的谐波拦截器之后获得。

应注意，波形更加正弦，这指示去除了“k为奇数”谐波，在所述谐波中第5和第7为最大分量。

因此，谐波拦截器消除了振幅至多为基波振幅的l/5和1/7的谐波电压。典型的六相电动机将在邻近相之间具有约为25％的同步电抗互耦合。前述论述呈现了每单位量的阻抗，其中1.0pu表示每相的额定电压/每相的额定电流。

如果例如电动机的同步电抗xd、xq为0.5pu，那么第5和第7谐波的最差振幅将为：

in≈vn/(nx)

其中：

vn＝反相器谐波电压＝1.0pu/n

in＝第n谐波的pu振幅

x＝电抗

＝对于同步电抗和k为偶数的所有分量(即第1、第11、第13、第23、第25……)，假定0.5pu

＝对于第5、第7、第19、第21……，假定0.35pu

对于谐波中的一些，pu振幅为：

在上文估计中，谐波拦截器消除了84％的所有谐波电流失真。在大部分模绕电动机绕组的情况下，每一线圈的导体由绝缘的平行绞线堆叠组成。由于垂直于绝缘的平行绞线堆叠的磁场切割，感应电压将导致产生额外的寄生损耗。以上文所描述的比例减少谐波电流将使此部分损耗减少总谐波失真的平方或约97％。随谐波频率增大的由于接近度和集肤效应的损耗将减少甚至更大量。

本发明的实施例的额外优势为机电(em)扭矩波动在基波的第12谐波处发生。在4极15,000rpm电动机的情况下，这表示赋予转子的电磁振动扭矩为第24阶或约6khz，远高于电动机与负载之间的轴耦合的第1临界频率。在一个系统实例中，电磁扭矩波动为2％，且扭转分析示出耦合扭矩波动约为0.18％，远低于行业通常需要的典型规格1％。

离心压缩机将极大地受益于由本发明的实施例的可调速驱动装置提供动力的高速电动机的应用。最初开发用于低速低频电动机的切换装置和系统技术在应用于高速高功率电动机时具有一些固有的障碍。反相器可调速驱动装置和电动机系统克服了高速应用中的那些障碍。所描述的磁耦合系统和方法消除了定子电流中存在的高阶第5和第7谐波失真以及相关联损耗。

参看图10，示出了相间变压器图5的替代实施例的示意图。

电磁构件具有3个单独的相间变压器8、9、10……。相a与一个磁芯上的相d链接，b与另一磁芯上的e链接且c与又一磁芯上的f链接，每一对都处于反向定向，如由所述点所示出。电磁构件提供了180°的相移，且结果分别在6k+/-1(k为奇数)谐波处提供了210°和150°的净相移，且因此提供了受限程度的谐波抵消。

参看图11，示出了图5的相间变压器的又一替代实施例的示意图。

参看图12，示出了图5的相间变压器的九相实施例的示意图。

a)q相群组被移位，使得相a、b、c各自分别超前相d、e、f20°，且相g、h、i各自分别滞后相d、e、f20°。在三个相的每一群组内，相移位是120°。

b)所述电磁构件由如所示出的三个3支路磁芯构成。

所述绕组布置产生如下匝数比：

n1＝n3xsin(40°)/sin(120°)

n2＝n3xsin(20°)/sin(120°)

使得基波磁化相a、d和g的安匝分量分别与相c和h的安匝的组合在每一支路上产生相等mmf。由于磁通回路在空气中，因此磁芯的磁化最小。并且，可以示出每一支路上的磁化分量由于在第5、第7、第11和第13谐波处的以上相发生+/-120°的相移位，这对于三相磁芯来说是正常的。因此，磁芯被这些谐波频率磁化，且所得感应以相同于如上文针对2q＝6反相器系统所示出的方式拦截由来自电动机的反相器产生的谐波电压。

首先参看图13，示出了根据本发明的又一实施例的多级高速(>3600rpm)可调速驱动装置的框图。

示出了第一多级3相电压馈送反相器1302和第二多级3相电压馈送反相器1304、第三多级3相电压馈送反相器1306，以及第四3相多级3相电压馈送反相器1308。还示出了第一dc电源1310、第二dc电源1312、第三dc电源1314、第四dc电源1316、第一相间变压器1318、第二相间变压器1320和十二相电动机1322。

第一dc电源1310耦合到第一3相电压馈送反相器1302，第二dc电源1312耦合到第二3相电压馈送反相器1304，第三dc电源1314我们耦合到第三3相电压馈送反相器1306，且第四dc电源1316耦合到第四3相多级3相电压馈送反相器1308。

第一3相电压馈送反相器1302和第二3相电压馈送反相器1304分别耦合到第一相间变压器1318的第一和第二输入端子。第三3相电压馈送反相器1306和第四3相电压馈送反相器1308分别耦合到第二相间变压器1320的第一和第二输入端子。第一相间变压器1318和第二相间变压器1320的输出端子耦合到十二相电动机1322的相应3相绕组。

图1到12的上文描述表示其中q＝2、3和4的实施例。应注意，对于偶数q值(2、4、6……)，可以采用上文的电磁构件来以上文所描述的方式拦截“k为奇数”的谐波序列。如上文所描述，人们可以使用四个反相器来实现十二相系统。在此情况下，电动机和反相器中的三相群组之间的相移位为15度。在图13的框图中示出的布置的情况下，一个电磁构件或“谐波拦截器”连接到两个30度相隔的三相群组，且第二构件连接到从另一群组移位15度的两个三相反相器。电动机电流中的第5和第7谐波将被抵消。然而，第11和第13谐波未被抵消，但其被电动机漏电抗衰减到最低水平。由于这些谐波将在电动机定子中被抵消，因此消除了这些谐波对扭矩波动和转子加热的影响。可以示出，对于任何偶数q值(2、4、6、8、10)，除阶数为6qn-1和6qn+1(其中n＝任何整数)的那些谐波之外，在定子中将发生对所有谐波的抵消。举例来说，如果q＝6，那么仅第35、第37、第71、第73……谐波将存在于气隙和转子磁通中。

在奇数或偶数q值的情况下，可以通过为三个单独磁芯中的每一个提供q个支路并提供具有适当匝数比的链接绕组来扩展上文针对q＝3所描述的技术。举例来说，如果q＝5，那么将需要三个5支路磁芯。同样，此方法可以用于任何q值，且除阶数为6qn-1和6qn+1(其中n＝任何整数)的那些谐波之外，将抵消所有谐波。

虽然已借助于其具体实施例、实例和应用描述本文中公开的本发明，但在不脱离权利要求书中所阐述的本发明的范围的情况下，所属领域的技术人员可以进行众多修改和变化。