一种零电流复合式谐振三电平直流变换器及其控制方法与流程

本发明涉及一种变换器，具体涉及一种零电流复合式谐振三电平直流变换器，适用于高压直流大功率场合，属于电力电子技术领域。

背景技术：

随着环境污染问题的日益严峻，太阳能和风能为主流的新能源发电在近二十年里得到了长足的发展，并且新能源的端口电压和功率呈现明显的上升趋势。如EiriniGkoutioudi，PanagiotisBakas，AntoniosMarinopoulos，“Comparison of PV systems with maximum DC voltage 1000V and 1500V,”in Proc. IEEE PVSC，2013, pp. 2873–2878介绍了光伏电池板最大输出电压由1000V升高为1500V的带来成本和效率优势，而且目前市场上已经有1500V直流输出的光伏电池板了。

另外，随着大规模新能源发电站的快速增长，中高压直流输电在长远距离的电能传输中的应用越来越普遍，而且输电规模也在逐年扩大。相比于传统的交流输电系统，中高压直流输电有着更低的线路损耗、更低的总成本以及更高的灵活性等显著优势。因此，DC/DC变换器作为中高压直流输电中的关键装置，已经有了大量的研究。如传统的零电压零电流全桥变换器能够实现超前桥臂的零电压开通和之后桥臂的零电流关断，但超前桥臂的关断电流较大会增加变换器的开关损耗，且开关管的电压应力均为输入电压。谐振式直流谐振变换器也能实现各种方式的软开关，但谐振式直流谐振变换器通常变频控制，导致在宽输出电压范围内，开关频率产生较大变化，使得开关管的损耗增加的同时磁性元件的设计难度也会上升，本领域的技术人员一直尝试新的方案，但是该问题一直没有得到妥善解决。

技术实现要素：

本发明正是针对现有技术中存在的技术问题，提供一种零电流复合式谐振三电平直流变换器，该技术方案保证所有开关管电压应力为输入电压的一半的同时，能实现主开关管的零电流开通和关断，减小拓扑的开关损耗，也有利于降低磁性元件的设计。

为了实现上述目的，本发明的技术方案如下，一种零电流复合式谐振三电平直流变换器，其特征在于，所述零电流复合式谐振三电平直流变换器包含直流电源Vin、输入电容、箝位电路、主变压器、谐振电感、第一开关桥臂、第二开关桥臂、谐振电容、辅变压器、第三开关桥臂、倍压整流电路，所述输入电容正向并联在直流电源Vin正负输出端；所述第一开关桥臂与第二开关桥臂正向串联，并且第一开关桥臂和第二开关桥臂正向并联在直流电源Vin正负输出端，主变压器的原边绕组和谐振电感串联，所述箝位电路的正负两端分别连于第二开关桥臂和第一开关桥臂上，所述第三开关桥臂的上下两端分别连于第一开关桥臂和第二开关桥臂上，谐振电容和辅变压器的原边绕组串联，主变压器的副边绕组和辅变压器的副边绕组同向串联后作为倍压整流电路的输入。该技术方案可以保证所有开关管的电压应力只为输入电压的一半，适用于电压和功率呈现上升趋势的大规模新能源发电场合。在主变换器副边与原边匝比显著大于辅变压器副边与原边匝比的基础上，可以通过辅变压器和辅开关管分流小部分系统功率，而主变压器和四个主开关管传输剩余的大部分系统功率。

作为本发明的一种改进，所述输入电容由第一分压电容Cin1和第二分压电容Cin2串联组成，其中第一分压电容Cin1和第二分压电容Cin2正向并联在直流电源Vin正负输出端。

作为本发明的一种改进，所述第一开关桥臂由第一开关管和第二开关管串联组成，所述第二开关桥臂由第三开关管和第四开关管串联组成，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管分别并联一个体二极管。

作为本发明的一种改进，所述主变压器的原边绕组和谐振电感串联，该串联支路两端分别连于第一开关桥臂与第二开关桥臂的串联点A和输入电容的两个分压电容Cin1、Cin2的串联点B，且主变压器的原边绕组的同名端在靠近上述串联点A的那侧。

作为本发明的一种改进，所述箝位电路由箝位二极管和箝位二极管正向串联组成,其中箝位二极管和箝位二极管串联点为串联点B，且该箝位电路的正负两端分别连于第二开关桥臂的第三开关管和第四开关管的串联点E和第一开关桥臂的第一开关管、和第二开关管的串联点D。

作为本发明的一种改进，所述第三开关桥臂由第五开关管和第六开关管正向串联组成，第五开关管和第六开关管均并联一个体二极管和一个电容，且第三开关桥臂的上下两端分别连于上述的串联点D和串联点E。

作为本发明的一种改进，所述谐振电容和辅变压器的原边绕组串联，该串联支路两端分别连于串联点A和第五开关管、第六开关管的串联点C，且辅变压器的原边绕组的同名端在靠近上述串联点A的那侧，主变压器的副边绕组和辅变压器的副边绕组同向串联后作为倍压整流电路的输入，主变压器的副边绕组的同名端和辅变压器的副边绕组的异名端分别为该输入的正和负。

作为本发明的一种改进，所述主变压器的副边与原边匝比应显著大于辅变压器的副边与原边匝比。所述主变压器的副边与原边匝比、辅变压器的副边与原边匝比这两个匝比之间的比值应不小于8，以此保证主变压器传输的功率为总功率的90%以上。

一种零电流复合式谐振三电平直流变换器，所述零电流复合式谐振三电平直流变换器包含直流电源Vin、输入电容、箝位电路、主变压器、谐振电感、第一开关桥臂、第二开关桥臂、辅变压器、第三开关桥臂、倍压整流电路，所述输入电容正向并联在直流电源Vin正负输出端；所述第一开关桥臂与第二开关桥臂正向串联，并且第一开关桥臂和第二开关桥臂正向并联在直流电源Vin正负输出端，主变压器的原边绕组和谐振电感串联，所述箝位电路的正负两端分别连于第二开关桥臂和第一开关桥臂上，所述第三开关桥臂的上下两端分别连于第一开关桥臂和第二开关桥臂上，主变压器的副边绕组和辅变压器的副边绕组同向串联后作为倍压整流电路的输入。

一种零电流复合式谐振三电平直流变换器的控制方法，其特征在于：

该技术方案所述的控制方法采用脉宽调制方式，其实现可分两部分：四个主开关管的固定占空比运行和两个辅开关管的脉宽调制控制，

所述第一至第四开关管为四个主开关管，其占空比均恒为0.5，其中，所述第一开关管和第二开关管驱动波形完全一样，所述第三开关管和第四开关管驱动波形完全一样，且所述第一开关管的驱动与第三开关管的驱动互补，

所述第五和第六开关管为两个辅开关管，其占空比始终相等但是可调的，其中，所述第六开关管的开通起点与第一开关管的开通起点相同，所述第五开关管（Q5）的开通起点与第三开关管的开通起点相同。所述第五和第六开关管的占空比调节过程为：首先采样本发明的输出电压，然后与参考电压做差，该差值依次通过一个PI调节器和一个限幅器即可得到所述两个辅开关管的占空比。该占空比会随着负载和参考电压的变化而变化，从而实现对本发明的控制。

相对于现有技术，本发明具有如下优点，1）该技术方案可以保证所有开关管的电压应力只为输入电压的一半，适用于电压和功率呈现上升趋势的大规模新能源发电场合；2）该技术方案中，四个主开关管是固定占空比运行无需控制，只需通过采样输出电压进行PI调节获取两个副开关管的占空比即可使本发明达稳态，控制方法简单易实现，同时也有利于降低传统变频谐振变换器中磁性元件的设计难度；3）通过设计主变换器副边与原边匝比显著大于辅变压器副边与原边匝比，可实现辅变压器和辅开关管分流小部分系统功率，而主变压器和四个主开关管传输大部分的系统功率，且该技术方案实现了四个主开关管的零电流开通和关断，因此可以有效降低变换器的开关损耗、提高系统效率；4）该技术方案成本较低，便于进一步的推广应用。

附图说明

图1是本发明的零电流复合式谐振三电平直流变换器电路结构示意图；

图2是本发明的典型驱动和电流波形；

图3是主电路工作于模态一的电流通路图；

图4是主电路工作于模态二的电流通路图；

图5是主电路工作于模态三的电流通路图；

图6是主电路工作于模态四的电流通路图；

图7是主电路工作于模态五的电流通路图；

图8是主电路工作于模态六的电流通路图；

图9是本发明的拓扑的变形与延伸。

图中：1、输入电容，2、箝位电路，3、主变压器，4、谐振电感，5、第一开关桥臂，6、第二开关桥臂，7、谐振电容，8、辅变压器，9、第三开关桥臂，10、倍压整流电路。

具体实施方式：

为了加深对本发明的理解，下面结合附图对本实施例做详细的说明。

实施例1：参见图1，一种零电流复合式谐振三电平直流变换器，所述零电流复合式谐振三电平直流变换器包含直流电源Vin、输入电容1、箝位电路2、主变压器3、谐振电感4、第一开关桥臂5、第二开关桥臂6、谐振电容7、辅变压器8、第三开关桥臂9、倍压整流电路10，所述输入电容1正向并联在直流电源Vin正负输出端；所述第一开关桥臂5与第二开关桥臂6正向串联，并且第一开关桥臂5和第二开关桥臂6正向并联在直流电源Vin正负输出端，主变压器3的原边绕组和谐振电感4串联，所述箝位电路2的正负两端分别连于第二开关桥臂6和第一开关桥臂5上，所述第三开关桥臂9的上下两端分别连于第一开关桥臂5和第二开关桥臂6上，谐振电容7和辅变压器8的原边绕组串联，主变压器3的副边绕组和辅变压器8的副边绕组同向串联后作为倍压整流电路10的输入。所述输入电容1由第一分压电容Cin1和第二分压电容Cin2串联组成，其中第一分压电容Cin1和第二分压电容Cin2正向并联在直流电源Vin正负输出端。所述第一开关桥臂5由第一开关管Q1和第二开关管Q2串联组成，所述第二开关桥臂6由第三开关管Q3和第四开关管Q4串联组成，所述第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4分别并联一个体二极管。所述主变压器3的原边绕组和谐振电感4串联，该串联支路两端分别连于第一开关桥臂5与第二开关桥臂6的串联点A和输入电容1的两个分压电容Cin1、Cin2的串联点B，且主变压器3的原边绕组的同名端在靠近上述串联点A的那侧。所述箝位电路2由箝位二极管Dc1和箝位二极管Dc2正向串联组成,其中箝位二极管Dc1和箝位二极管Dc2串联点为串联点B，且该箝位电路2的正负两端分别连于第二开关桥臂6的第三开关管Q3和第四开关管Q4的串联点E和第一开关桥臂5的第一开关管Q1、和第二开关管Q2的串联点D。所述第三开关桥臂9由第五开关管Q5和第六开关管Q6正向串联组成，第五开关管Q5和第六开关管Q6均并联一个体二极管和一个电容，且第三开关桥臂9的上下两端分别连于上述的串联点D和串联点E。所述谐振电容7和辅变压器8的原边绕组串联，该串联支路两端分别连于串联点A和第五开关管Q5、第六开关管Q6的串联点C，且辅变压器8的原边绕组的同名端在靠近上述串联点A的那侧，主变压器3的副边绕组和辅变压器8的副边绕组同向串联后作为倍压整流电路10的输入，主变压器3的副边绕组的同名端和辅变压器8的副边绕组的异名端分别为该输入的正和负，所述主变压器3的副边与原边匝比、辅变压器8的副边与原边匝比这两个匝比之间的比值应不小于8，以此保证主变压器传输的功率为总功率的90%以上。该技术方案可以保证所有开关管的电压应力只为输入电压的一半，适用于电压和功率呈现上升趋势的大规模新能源发电场合。通过设计主变换器副边与原边匝比显著大于辅变压器副边与原边匝比，可实现辅变压器和辅开关管分流小部分系统功率，而主变压器和四个主开关管传输大部分的系统功率，且该技术方案实现了四个主开关管的零电流开通和关断，因此可以有效降低变换器的开关损耗、提高系统效率。

实施例2：参见图9，一种零电流复合式谐振三电平直流变换器，所述零电流复合式谐振三电平直流变换器包含直流电源Vin、输入电容1、箝位电路2、主变压器3、谐振电感4、第一开关桥臂5、第二开关桥臂6、辅变压器8、第三开关桥臂9、倍压整流电路10，所述输入电容1正向并联在直流电源Vin正负输出端；所述第一开关桥臂5与第二开关桥臂6正向串联，并且第一开关桥臂5和第二开关桥臂6正向并联在直流电源Vin正负输出端，主变压器3的原边绕组和谐振电感4串联，所述箝位电路2的正负两端分别连于第二开关桥臂6和第一开关桥臂5上，所述第三开关桥臂9的上下两端分别连于第一开关桥臂5和第二开关桥臂6上，主变压器3的副边绕组和辅变压器8的副边绕组同向串联后作为倍压整流电路10的输入。该技术方案采用两个输入电容同时作为谐振电容使用，替代了图1中与辅变压器原边绕组串联的谐振电容，但工作原理与实施例1相同。

一种零电流复合式谐振三电平直流变换器的控制方法，

所述控制方法采用脉宽调制方式，其实现可分两部分：四个主开关管的固定占空比运行和两个辅开关管的脉宽调制控制，

所述第一至第四开关管Ql、Q2、Q3、Q4为四个主开关管，其占空比均恒为0.5，其中，所述第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动波形完全一样，所述第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动波形完全一样，且所述第一开关管Q1的驱动与第三开关管Q3的驱动互补。

所述第五和第六开关管Q5、Q6为两个辅开关管，其占空比始终相等但是可调的，其中，所述第六开关管Q6的开通起点与第一开关管Q1的开通起点相同，所述第五开关管Q5的开通起点与第三开关管Q3的开通起点相同。所述第五和第六开关管Q5、Q6的占空比调节过程为：首先采样本发明的输出电压，然后与参考电压做差，该差值依次通过一个PI调节器和一个限幅器即可得到所述两个辅开关管Q5、Q6的占空比。该占空比会随着负载和参考电压的变化而变化，从而实现对本发明的控制。

工作原理：下面以图1为主电路结构,结合图2～8叙述本发明的具体工作原理。本发明在不同负载时的工作原理相同。本发明的控制策略实施的具体方法如下：

主开关管Q1和主开关管Q2驱动波形完全一样，主开关管Q3和主开关管Q4波形完全一样，四个主开关管Ql～Q4的驱动占空比恒为0.5，主开关管Q1的驱动与主开关管Q3的驱动互补；辅开关管Q6的开通起点与主开关管Q1的开通起点相同，辅开关管Q5的开通起点与主开关管Q3的开通起点相同；两个辅开关管Q5、Q6驱动的占空比相等，通过输出电压闭环控制来调节其占空比使本发明的电路达稳态。

图2是本发明的典型驱动和电流波形，一个周期包括六个开关模态，分别对应图3～8。t0≤t＜t6为一个完整的开关周期：t0≤t＜t3为前半周期，t3≤t＜t6后半周期。所述六个工作模态如下：

如图3所示，模态一：t0≤t＜t1；

t0时刻是一个新开关周期的起点，在所述t0时刻，主开关管Q3和Q4关断，主开关管Q1、Q2和辅开关管Q6开通。由于在t0时刻之前所有开关管和二极管中的电流都已降为零，所以Q3和Q4实现了零电流关断，Q1、Q2和Q6则为零电流开通。t0≤t＜t1时间区间内，谐振电感Lr与谐振电容Cr发生谐振，主变压器原边电流ip1、辅变压器原边电流ip2和副边整流二极管DR1的电流iDR1均按谐振规律变化，整流二极管DR2的电流iDR2仍为零。输入侧电流分为两路：第一路从Cin1的正极出发，流经Q1、Q2、Lr和Tr1的原边，回到Cin1的负极；第二路从Cin1的正极出发，流经Q1、Q2、Cr、Tr2的原边、Q6和Dc2，回到Cin1的负极。因此，在本模态里，A、B两点间的电压vAB和A、C两点间的电压vAC均为Cin1的端电压0.5Vin。输出侧电流流经DR1、Tr1和Tr2的副边，方向为从Tr1副边同名端流出。

如图4所示，模态二：t1≤t＜t2；

t1时刻Q6关断，其余五个开关管状态保持不变。由于Q5和Q6各自并联的电容的存在，ip2在t1时刻给C5放电给C6充电，所以Q6是零电压关断。t1≤t＜t2时间区间内，ip1、ip2、iDR1均谐振下降，iDR2保持为零。输入侧第一路电流方向和电流通路与模态一中相同；第二路电流方向与模态一中相同，但由于Q6的关断，只在由Q2、Cr、Tr2的原边和Q5的反并联二极管组成的环路内流动。因此，在本模态里，vAB为0.5Vin，而vAC为零。输出侧电流谐振下降，电流方向和电流通路与模态一中相同。

如图5所示，模态三：t2≤t＜t3；

t2时刻，所有六个开关管状态保持不变，ip1、ip2、iDR1均下降至零，iDR2也仍为零；t2≤t＜t3时间区间内，两个变压器和输入侧的六个开关管均无电流通过，输出侧也只由电容Co1和Co2向负载供电。在本模态里，vAB为0.5Vin，而vAC为零。

如图6所示，模态四：t3≤t＜t4；

t3时刻是前半个开关周期的结束点，也是后半个开关周期的起点。在t3时刻，Q1和Q2关断，Q3、Q4和Q5开通，Q6处于关断状态保持不变。因为在t3时刻之前，电流ip1、ip2、iDR1、iDR2均已为零，所以Q1和Q2实现了零电流关断，Q3和Q4为零电流开通。又由于早在模态二中，电流就从Q5的反并联二极管中流过，即Q5电压已经是零，所以Q5是零电压零电流开通。t3≤t＜t4时间区间内，ip1、ip2反向谐振变化，iDR2正向谐振变化，iDR1仍为零。输入侧电流也分为两路：第一路从Cin2的正极出发，流经Tr1的原边、Lr、Q3和Q4，回到Cin2的负极；第二路从Cin2的正极出发，流经Dc1、Q5、Tr2的原边、Cr、Q3和Q4，回到Cin2的负极。因此，在本模态里，vAB和vAC均为-0.5Vin。输出侧电流谐振变化，流经DR2、Tr1和Tr2的副边，为Tr1副边同名端流入的方向。

如图7所示，模态五：t4≤t＜t5；

t4时刻Q5关断，其余五个开关管状态保持不变。由于Q5和Q6各自并联的电容的存在，ip2在t1时刻给C5充电给C6放电，所以Q5是零电压关断。t4≤t＜t5时间区间内，ip1、ip2、iDR2均谐振下降(绝对值)，iDR1保持为零。输入侧第一路电流方向和电流通路与模态四中相同；第二路电流方向与模态四中相同，但由于Q5的关断，只在由Tr2的原边、Cr、Q3和Q6的反并联二极管组成的环路内流动。因此，在本模态里，vAB为-0.5Vin，而vAC为零。输出侧电流谐振下降，电流方向和电流通路与模态四中相同。

如图8所示，模态六：t5≤t＜t6；

t5时刻，六个开关管状态保持不变，ip1、ip2、iDR2均下降至零，iDR1也仍为零。t5≤t＜t6时间区间内，两个变压器和输入侧的六个开关管均无电流通过，输出侧也只由电容Co1和Co2向负载供电，与模态三相同。在本模态里，vAB为-0.5Vin，而vAC为零。

相对于传统的谐振变换器，本发明采用的脉宽调制控制策略简单易实现，六个开关管中的四个主开关管是固定占空比运行无需控制，另外两个辅开关管采用脉宽调制，大大提高了系统的可靠性，也有利于降低传统变频谐振变换器中磁性元件的设计难度。通过设计主变换器副边与原边匝比显著大于辅变压器副边与原边匝比，可实现辅变压器和辅开关管分流小部分系统功率，而主变压器和四个主开关管传输大部分的系统功率。同时，本发明能实现四个主管的零电流开通和关断，两个辅管的零电压零电流开通和零电压关断，具有开关损耗小、效率高、控制简单等优点。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，如图9是本发明的另外一种表现形式，其原理是采用两个输入电容同时作为谐振电容使用，替代了图1中与辅变压器原边绕组串联的谐振电容，但工作原理基本不变。因此，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

需要说明的是上述实施例，并非用来限定本发明的保护范围，在上述技术方案的基础上所作出的等同变换或替代均落入本发明权利要求所保护的范围。