一种直流微电网双向AC/DC变换器并联系统控制方法与流程

本发明属于直流微电网直流母线电压控制领域，涉及一种直流微电网双向ac/dc变换器并联系统控制方法。

背景技术：

分布式能源发电的推广和直流负载所占终端用电比例与日俱增，促进了直流微电网的迅速发展。双向ac-dc并网变换器是直流微电网的并网接口单元，对控制直流母线和大电网的能量流动、维持直流母线电压稳定和提高系统的运行效率起着非常关键的作用。直流微电网系统采用多双向ac-dc并网变换器并联结构可以提高系统冗余性、可靠性和可扩展性。然而由于线路电阻、变换器闭环参数、传感器误差等差异使得各变换器输出电流不均，严重时会导致各变换器的功率流向不一致，造成多变换器的容量没有得到充分利用，降低系统运行效率，甚至危及器件安全。

直流微电网中多变换器并联的功率均分常采用常规的下垂控制技术，但常规的下垂控制存在多变换器功率均分精度与直流母线电压调整率之间的矛盾，变换器功率均分精度与直流母线电压调整率难以同时达到较好的效果。功率均分还可采用自适应的下垂控制技术，引入了评估电流均分和输出功率损耗的指标，通过该指标实时计算出最优的下垂系数，能够得到较好的电流均分效果，但是该方法对处理器的实时处理性能要求较高。目前还有控制方法采用分裂的正、负向电压调节器保证各变换器的功率流向一致，但是该方法易导致直流母线电压采样系数小的变换器长时间满载运行，影响整个并联系统的运行寿命。

另外，低压直流微电网中的双向ac/dc并网变换器多采用单相全桥电路拓扑，会导致直流微电网内电压和直流线路电流出现二次纹波。该二次纹波易通过反馈引入到控制环中，导致并网电流严重畸变。因此，研究一种直流微电网双向ac/dc变换器并联系统控制方法意义重大。

因此，有必要设计一种直流微电网双向ac/dc变换器并联系统控制方法。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是提供一种直流微电网双向ac/dc变换器并联系统控制方法，该直流微电网双向ac/dc变换器并联系统控制方法易于实施，且能有效滤除直流微网中的电流和电压中的二次纹波分量，防止经过反馈引入到控制环导致并网电流畸变。

发明的技术解决方案如下：

一种直流微电网双向ac/dc变换器并联系统控制方法，其特征在于，直流微电网通过双向ac/dc变换器并联系统与电网(电网又称为主电网，与微电网相对，又称为大电网)连接；所述双向ac/dc变换器并联系统包括多个双向ac/dc变换器；所述双向ac/dc变换器包括直流侧电容、单相igbt全桥电路、lc滤波器、直流侧开关以及交流侧开关，双向ac/dc变换器的直流侧接到直流母线上(其直流侧经过直流连接线路接到直流母线上，rline1是直流连接线路的等效电阻，用于代替直流连接线路的实际电阻)，双向ac/dc变换器的交流侧通过lc滤波器以及交流侧开关接到电网上；双向ac/dc变换器并联系统还包括集成有控制器、采样电路、驱动保护电路、锁相环以及人机交互电路的控制电路；

控制方法包括(1)二次纹波分量滤波控制、(2)功率分配控制(又称低电压偏移均流控制)和(3)基于双闭环的电流跟踪控制。

采用二阶带阻滤波器实现二次纹波分量滤波控制，以滤除直流微网中的电流和电压中的二次纹波分量；

二阶带阻滤波器的传递函数为：

式中，k为增益系数，ωc为中心角频率，ωc＝2*π*f，f为电网的频率的二倍，b为阻带系数。为了使阻带外频率处的增益为1，k取1，为了滤除二次纹波，f取为电网的频率的二倍，而电网频率为50hz，因此f为100hz，综合考虑陷波效果和频率适应性，b取4。

所述的功率分配控制是指通过反馈直流线路的平均电流作为全局变量，并引入积分环节，实现了各变换器的功率精确分配而不受线路参数的影响。

基于双闭环的电流跟踪控制是指采用电压电流双闭环控制，电压外环采用比例积分控制，以实现直流电压的无静差跟踪，电流内环采用准比例谐振控制，以实现对电网基波正弦电流的跟踪控制。

所述的直流微电网双向ac/dc变换器并联系统控制方法，包括以下步骤：

步骤1：在每个采样时刻(采样频率优选为10khz)，对双向ac/dc变换器直流侧电流idcm、双向ac/dc变换器并网电流iinvm、双向ac/dc变换器直流侧电压vdcm采样，其中m为双向ac/dc变换器的序号，m＝1～n，n为双向ac/dc变换器并联系统中双向ac/dc变换器的总台数，锁相环pll对大电网电压vgrid进行锁相，得到大电网电压相位角的正弦值sin(ωt)；

步骤2：分别对双向ac/dc变换器直流侧电流idcm和双向ac/dc变换器直流侧电压vdcm进行二次纹波滤波处理得到idcm和vdcm；

步骤3：计算低电压偏移均流控制中用于限制变换器直流侧输出电压偏离额定值的控制分量δvm，具体计算公式如下：

其中，为直流母线电压额定值，为常量，通常取值为400v，gv(s)为比例积分控制器的传递函数，gv(s)＝kpv+kiv/s；综合考虑控制系统的动态性和稳定性能，kp取10，ki取200；

步骤4：针对每一台双向ac/dc变换器，计算低电压偏移均流控制中用于保证各变换器输出电流按比例准确分配的控制分量δvm，具体计算公式如下：

其中，k1、k2…km…kn分别为双向ac/dc变换器1～n的额定容量(或者是额定功率，通常单台双向ac/dc变换器的额定容量在20kw以内)，gi(s)为比例积分控制器的传递函数，gi(s)＝kpi+kii/s；

步骤5：计算第m台双向ac/dc变换器的直流侧电压参考值具体计算公式如下：

步骤6：将第m台双向ac/dc变换器的直流侧电压参考值和二次纹波滤波处理后的直流侧电压vdcm送入比例积分控制器(以为给定，以vdcm为反馈)，得到第m台双向ac/dc变换器的并网电流幅值的参考值

步骤7：将第m台双向ac/dc变换器的并网电流幅值的参考值乘以大电网电压相位角的正弦值sin(ωt)得到第m台双向ac/dc变换器的并网电流瞬时参考值

步骤8：将第m台双向ac/dc变换器的并网电流瞬时参考值和双向ac/dc变换器并网电流iinvm送入准比例谐振控制器得到调制波信号imodm；

步骤9：第m台双向ac/dc变换器的调制波信号imodm通过pwm(正弦波脉宽)调制得到控制信号，该信号经过驱动保护电路得到驱动信号s1～s4，送入第m台双向ac/dc变换器的单相桥，驱动igbt的导通与关断。同时针对n台双向ac/dc变换器进行pwm控制。

所述步骤8中，准比例谐振控制器传递函数的表达式gpr(s)为：

式中，kp、kr、ωcc分别为准比例谐振控制器的比例系数、谐振增益和截止角频率(根据带宽和稳定性的要求取kp为20、kr为5，按国家b级标准，电网电压频率波动范围为±0.5hz，取ωcc3.1)，ω为电网角频率，s为复频率。

有益效果：

本发明公开了一种直流微电网双向ac/dc变换器并联系统控制方法，包括二次纹波抑制、低电压偏移均流控制和电压电流双闭环控制。通过引入二阶带阻滤波器，有效滤除直流微网中的电流和电压中的二次纹波分量，防止经过反馈引入到控制环导致并网电流畸变；低电压偏移均流控制通过反馈直流线路的平均电流作为全局变量，并引入积分环节，实现了各变换器的功率精确分配而不受线路参数的影响，通过引入平均输出电压比例积分控制，减小了直流母线电压的偏移；电压电流双闭环控制中的电压外环采用比例积分控制，能够保证直流电压的无静差跟踪，电流内环采用准比例谐振控制，可以实现对基波正弦电流较好的跟踪控制。本发明克服了线路参数的差异对变换器输出功率均分的影响，能够在保证较好的功率均分效果的基础上还能够维持较小的直流母线电压偏移和较低的并网电流畸变率。

综上所述，本发明的方法能够保证较好的功率均分效果、较小的直流母线电压偏移和较低的并网电流畸变率。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果在于：保证双向ac/dc变换器并联系统中各变换器有较好的功率均分效果、较小的直流母线电压偏移和较低的并网电流畸变率，且算法简单，对控制器硬件要求低，易于实现。

附图说明

图1为本发明一实施例直流微电网双向ac/dc变换器并联系统结构图；

图2为本发明一实施例一种直流微电网双向ac/dc变换器并联系统控制方法框图；

图3为双向ac/dc变换器并网电流及环流的仿真波形图；

其中，(a)为采用传统下垂控制的双向ac/dc变换器并网电流及环流的仿真波形图；(b)为采用本发明控制的双向ac/dc变换器并网电流及环流的仿真波形图；

图4为双向ac/dc变换器输出功率的仿真波形图；

其中，(a)为采用传统下垂控制的双向ac/dc变换器输出功率的仿真波形图；(b)为采用本发明控制的双向ac/dc变换器输出功率的仿真波形图；

图5为双向ac/dc变换器直流侧输出电压及电流的仿真波形图；

其中，(a)为采用传统下垂控制的双向ac/dc变换器直流侧输出电压及电流的仿真波形图；(b)为采用本发明控制的双向ac/dc变换器直流侧输出电压及电流的仿真波形图；

图6为双向ac/dc变换器2的并网电流fft分析图；

其中，(a)为采用传统下垂控制的双向ac/dc变换器2的并网电流fft分析图；(b)为采用本发明控制的双向ac/dc变换器2的并网电流fft分析图。

具体实施方式

以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明：

实施例1：图1为本发明一实施例直流微电网双向ac/dc变换器并联系统结构图，所述直流微电网双向ac/dc变换器并联系统为直流微电网通过双向ac/dc变换器并联系统与大电网连接；所述双向ac/dc变换器并联系统包括若干个双向ac/dc变换器；所述双向ac/dc变换器由直流侧电容cdc、单相igbt全桥电路、lc滤波器、直流侧开关kd1、交流侧开关kg1组成，其直流侧经过线路接到直流母线上，其交流侧通过交流侧开关接到大电网上。idcm为双向ac/dc变换器直流侧电流，iinvm为双向ac/dc变换器并网电流，vdcm为双向ac/dc变换器直流侧电压，其中m为双向ac/dc变换器的序号，m＝1～n，n为双向ac/dc变换器并联系统中双向ac/dc变换器的总台数，vgrid为大电网电压，vbus为直流母线电压，lg和cg分别为滤波电感和滤波电容，s1～s4为驱动信号，cbus为直流母线电容。

图2为本发明一实施例一种直流微电网双向ac/dc变换器并联系统控制方法框图，该方法适用于直流微电网双向ac/dc变换器并联系统，所述直流微电网双向ac/dc变换器并联系统为直流微电网通过双向ac/dc变换器并联系统与大电网连接；所述双向ac/dc变换器并联系统包括若干个双向ac/dc变换器；所述双向ac/dc变换器由直流侧电容、单相igbt全桥电路、lc滤波器、直流侧开关、交流侧开关组成，其直流侧经过线路接到直流母线上，其交流侧通过交流侧开关接到大电网上。本控制策略其特征在于，包括以下步骤：

1)在每个采样时刻，对双向ac/dc变换器直流侧电流idcm、双向ac/dc变换器并网电流iinvm、双向ac/dc变换器直流侧电压vdcm采样，其中m为双向ac/dc变换器的序号，m＝1～n，n为双向ac/dc变换器并联系统中双向ac/dc变换器的总台数，锁相环pll对大电网电压vgrid进行锁相，得到大电网电压相位角的正弦值sin(ωt)；

2)分别对双向ac/dc变换器直流侧电流idcm和双向ac/dc变换器直流侧电压vdcm进行二次纹波滤波处理得到idcm和vdcm；

3)计算低电压偏移均流控制中用于限制变换器直流侧输出电压偏离额定值的控制分量δvm，具体计算公式如下：

其中，为直流母线电压额定值，gv(s)为比例积分控制器，gv(s)＝kpv+kiv/s；

4)计算低电压偏移均流控制中用于保证各变换器输出电流按比例准确分配的控制分量δvm，具体计算公式如下：

其中，k1、k2…km…kn分别为双向ac/dc变换器1～n的容量值，gi(s)为比例积分控制器，gi(s)＝kpi+kii/s；

5)计算第m台双向ac/dc变换器的直流侧电压参考值具体计算公式如下：

6)将第m台双向ac/dc变换器的直流侧电压参考值和二次纹波滤波处理后的直流侧电压vdcm送入比例积分控制器，得到第m台双向ac/dc变换器的并网电流幅值的参考值

7)将第m台双向ac/dc变换器的并网电流幅值的参考值乘以大电网电压相位角的正弦值sin(ωt)得到第m台双向ac/dc变换器的并网电流瞬时参考值

8)将第m台双向ac/dc变换器的并网电流瞬时参考值和双向ac/dc变换器并网电流iinvm送入准比例谐振控制器得到调制波信号imodm；

9)第m台双向ac/dc变换器的调制波信号imodm通过pwm(正弦波脉宽)调制得到控制信号，该信号经过驱动保护电路得到驱动信号s1～s4，送入单相桥，驱动igbt的导通与关断；

进一步的，所述步骤2)中，二次纹波滤波处理采用二阶带阻滤波器，二阶带阻滤波器的表达式为：

式中，k为增益系数，这里取1，ωc为中心角频率，ωc＝2*π*f，f为电网的频率，为50hz，b为阻带，这里取4。

进一步的，所述步骤8)中，准比例谐振控制器的表达式gpr(s)为：

式中，kp、kr、ωcc分别为准比例谐振控制器的比例系数、谐振增益和截止角频率，ω为电网角频率，s为复频率。

图3(a)、图3(b)分别为采用传统下垂控制和本发明控制的双向ac/dc变换器并网电流及环流的仿真波形图，仿真中0.6s时直流负载由8kw增加至12kw。iinv1、iinv2分别为双向ac/dc变换器1、2的并网电流。采用下垂控制时，iinv1和iinv2电流不均分现象较严重；采用所提的控制策略时，iinv1和iinv2的波形基本能够重合，电流均分精度大大提高。定义两双向ac/dc变换器之间的环流为(iinv1-iinv2)/2，采用下垂控制时，环流较大，达到总输出电流的13％；采用所提的控制策略时，环流得到抑制，只占总输出电流的2％。

图4(a)、图4(b)分别为采用传统下垂控制和本发明控制的双向ac/dc变换器输出功率的仿真波形图，p1、p2分别为双向ac/dc变换器1、2的输出功率。采用下垂控制时，功率均分效果较差，使双向ac/dc变换器并联系统的总容量降低，采用所提的控制策略时，p1、p2波形基本上能够重合，功率均分精度明显增加。

图5(a)、图5(b)分别为采用传统下垂控制和本发明控制的双向ac/dc变换器直流侧输出电压及电流的仿真波形图，vdc1、vdc2分别为双向ac/dc变换器1、2的直流侧输出电压，vbus为直流母线电压。电压波形主要由直流分量和二次纹波分量构成，纹波率小于0.8％。直流母线上电解电容器越多则纹波越小，但是增加电解电容器会增大系统成本，降低系统动态性能。采用下垂控制时，直流母线电压偏移额定值达22v，如果想要功率均分效果好，虚拟电阻值需要更大，则直流母线电压偏移会更大。采用所提的控制策略时，直流母线电压偏移额定值仅5v。idc1、idc2分别为双向ac/dc变换器1、2的直流侧输出电流。该电流波形主要由直流分量和二次纹波分量构成。采用下垂控制时，idc1、idc2的直流分量相差较大；而采用所提控制时，idc1、idc2的直流分量差异减小。另外，一个值得注意的现象是：采用两种不同的控制策略时，二次纹波电流都不能得到很好的均分，由此导致双向ac/dc变换器的直流侧输出电流不能够均分。但是由前面三组波形可以看出：直流侧的二次纹波电流虽然不能均分，但不会影响交流侧的电流均分精度和变换器的功率均分精度。

图6(a)、图6(b)分别为采用传统下垂控制和本发明控制的双向ac/dc变换器2的并网电流fft分析图，采用下垂控制时，并网电流里含有3次纹波电流，使得并网电流畸变；采用所提控制时，并网电流里不含3次纹波电流。