一种用于能量获取的整流电路的制作方法

本发明涉及集成电路领域，具体是一种用于能量获取的整流电路。

背景技术：

随着便携式、穿戴式等小型、轻型电子设备的普及，以及物联网、无线传感器网络（wirelesssensornetworks,wsn）技术的发展和应用，电源问题逐渐突出。一方面，目前电子设备的电源依然以电池为主，考虑到续航问题，电池体积难以减小，限制了电子设备的小型、轻型化发展；另一方面，在某些不易充电和更换电池的环境中，电池直接决定了电子设备的寿命，一旦电池耗尽，设备即刻瘫痪。因此，获取环境中的能量转换为电能作为传统电源的替代或补充，已经引起学术界和工业界的广泛关注。

环境能量转换成的电能多为交流信号，如振动能、电磁能等，图1为普通全桥整流电路的示意图，其能量获取一般包含以下几个过程，首先通过能量采集器，将环境中的能量转换为电能；然后将电能进行提取和整流，暂存于大电容或电池等能量储存元件中；最后通过dc-dc转换电路提高电源质量，为负载提供合适的电压或电流。普通全桥整流电路以四个二极管作为整流管，二极管具有较高的导通压降，使得整流电路的阈值较高，整流电路的导通角小，直接影响从能量采集器提取电能的范围，而整流管的导通压降大小，决定整流电路的自身功耗，因此普通全桥整流电路的整流效率低下。然而，由于多数情况下环境中可获取的能量只有几个微瓦甚至更少，普通全桥整流电路难以从能量采集器提取足够的能量维持后级电路的工作，甚至在微弱能量获取时，根本无法工作。降低整流管的导通压降，既可以减小整流电路的自身功耗，还能进一步增大导通角，拓展从能量采集器提取电能的范围。

有源整流电路使用有源二极管作为整流管，由于比较器的箝位作用，可使整流管的导通压降显著降低，但是需要配置额外的偏置电路和供电电源；另外因为运放本身功耗问题，可能导致无法有效降低整流电路的整体功耗。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术的不足，提供一种用于能量获取的整流电路，在降低整流电路自身功耗的同时，能够拓展从能量采集器提取电能的范围，进而提高能量获取的效率。

本发明解决上述技术问题所采用的技术方案为：一种用于能量获取的整流电路，包括第一pmos管、第二pmos管、第一有源二极管、第二有源二极管和储能电容，所述的第一pmos管的衬底与源极短接，所述的第二pmos管的衬底与源极短接，所述的第一pmos管的源极与所述的第二pmos管的源极连接后作为整流电路的输出端，所述的第二pmos管的栅极、所述的第一pmos管的漏极和所述的第一有源二极管的负极相互连接后作为整流电路的第一输入端，所述的第一pmos管的栅极、所述的第二pmos管的漏极和所述的第二有源二极管的负极相互连接后作为整流电路的第二输入端，所述的储能电容的一端与所述的整流电路的输出端连接，所述的第一有源二极管的正极、所述的第二有源二极管的正极和所述的储能电容的另一端均接地，所述的第一输入端和所述的第二输入端分别与能量采集器的两个输出端连接，所述的整流电路的输出端与dc-dc转换电路的输入端连接，所述的dc-dc转换电路的输出端与负载的一端连接，所述的dc-dc转换电路的共地端与所述的负载的另一端连接并接地。

所述的第一有源二极管包括第一nmos管和第一比较器，所述的第一比较器包括第二nmos管、第三nmos管、第三pmos管和第四pmos管，所述的第三pmos管的源极与所述的第四pmos管的源极连接后作为所述的第一比较器的电源端，所述的第一比较器的电源端与所述的第二输入端连接，所述的第三pmos管的衬底与所述的第四pmos管的衬底均与所述的整流电路的输出端连接，所述的第三pmos管的栅极和漏极短接后与所述的第四pmos管的栅极和所述的第二nmos管的漏极连接，所述的第三nmos管的源极为所述的第一比较器的正向输入端，所述的第一比较器的正向输入端接地，所述的第二nmos管的源极为所述的第一比较器的反向输入端，所述的第一比较器的反向输入端与所述的第一输入端连接，所述的第四pmos管的漏极、所述的第三nmos管的漏极和栅极、所述的第二nmos管的栅极连接后作为所述的第一比较器的输出端，所述的第一比较器的输出端与所述的第一nmos管的栅极连接，所述的第一nmos管的源极和衬底、所述的第二nmos管的衬底和所述的第三nmos管的衬底均接地，所述的第一nmos管的漏极与所述的第二nmos管的源极连接并作为所述的第一有源二极管的负极，所述的第一nmos管的源极与所述的第三nmos管的源极连接并作为所述的第一有源二极管的正极。使用后，当第二输入端的电压高于第一输入端的电压时，第二输入端作为电源为第一比较器供电；当第一输入端的电压低于零电位时，第一比较器的输出电压高于第一nmos管的阈值电压，第一nmos管导通，此时第一有源二极管正向导通，其导通压降远小于普通二极管。反之，当第二输入端的电压低于第一输入端的电压时，第一比较器的电源电压为负，第一比较器的反向输入端的电压为正，由于第三pmos管的衬底和第四pmos管的衬底均与整流电路的输出端连接，能够确保第三pmos管和第四pmos管不会因为寄生的体二极管而反向导通，因此，第一比较器的输出接近零电平，第一nmos管关断，即第一有源二极管反向截止，此时，第一有源二极管的整体功耗为零。

所述的第二有源二极管包括第四nmos管和第二比较器，所述的第二比较器包括第五nmos管、第六nmos管、第五pmos管和第六pmos管，所述的第五pmos管的源极与所述的第六pmos管的源极连接后作为所述的第二比较器的电源端，所述的第二比较器的电源端与所述的第一输入端连接，所述的第五pmos管的衬底与所述的第六pmos管的衬底均与所述的整流电路的输出端连接，所述的第六pmos管的栅极和漏极短接后与所述的第五pmos管的栅极和所述的第六nmos管的漏极连接，所述的第五nmos管的源极为所述的第二比较器的正向输入端，所述的第二比较器的正向输入端接地，所述的第六nmos管的源极为所述的第二比较器的反向输入端，所述的第二比较器的反向输入端与所述的第二输入端连接，所述的第五pmos管的漏极、所述的第五nmos管的漏极和栅极、所述的第六nmos管的栅极连接后作为所述的第二比较器的输出端，所述的第二比较器的输出端与所述的第四nmos管的栅极连接，所述的第四nmos管的源极和衬底、所述的第五nmos管的衬底和所述的第六nmos管的衬底均接地，所述的第四nmos管的漏极与所述的第六nmos管的源极连接并作为所述的第二有源二极管的负极，所述的第四nmos管的源极与所述的第五nmos管的源极连接并作为所述的第二有源二极管的正极。使用后，当第一输入端的电压高于第二输入端的电压时，第一输入端作为电源为第二比较器供电；当第二输入端的电压低于零电位时，第二比较器的输出电压高于第四nmos管的阈值电压，第四nmos管导通，此时第二有源二极管正向导通，其导通压降远小于普通二极管。反之，当第一输入端的电压低于第二输入端的电压时，第二比较器的电源电压为负，第二比较器的反向输入端的电压为正，由于第六pmos管的衬底和第五pmos管的衬底均与整流电路的输出端连接，能够确保第六pmos管和第五pmos管不会因为寄生的体二极管而反向导通，因此，第二比较器的输出接近零电平，第二nmos管关断，即第二有源二极管反向截止，此时，第二有源二极管的整体功耗为零。

与现有技术相比，本发明的优点在于：

1、本发明公开的一种用于能量获取的整流电路，采用两个pmos管和两个有源二极管代替普通整流二极管，可大幅降低整流管的导通压降，减小整流电路的自身损耗，拓展整流范围，提高整流效率。

2、进一步地，第一有源二极管中的第一比较器和第二有源二极管中的第二比较器分别由整流电路的第二输入端和第一输入端提供电源，可实现自供电和自启动，当输入交流信号时第一有源二极管和第二有源二极管交替工作，可减少一半功耗，而当整流电路的输入为零时，第一有源二极管和第二有源二极管无功耗；第一有源二极管和第二有源二极管中的第一比较器和第二比较器无需偏置电流即可分别控制第一nmos管和第四nmos管的开启和关断，实现有源整流电路的零偏置，可省略偏置电路，使电路得到简化；同时偏置电路的省略，也使有源整流电路的零静态功耗得到真正实现；此外，该整流电路以全mos结构实现，易于集成。

附图说明

图1为用于能量获取的普通全桥整流电路的结构示意图；

图2为本发明一种用于能量获取的整流电路的结构示意图；

图3为本发明一种用于能量获取的整流电路的电路图。

具体实施方式

以下结合实施例对本发明作进一步详细描述。

实施例的一种用于能量获取的整流电路，包括第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第一有源二极管d1、第二有源二极管d2和储能电容cl，第一pmos管mp1的衬底与源极短接，第二pmos管mp2的衬底与源极短接，第一pmos管mp1的源极与第二pmos管mp2的源极连接后作为整流电路的输出端out，第二pmos管mp2的栅极、第一pmos管mp1的漏极和第一有源二极管d1的负极相互连接后作为整流电路的第一输入端in1，第一pmos管mp1的栅极、第二pmos管mp2的漏极和第二有源二极管d2的负极相互连接后作为整流电路的第二输入端in2，储能电容cl的一端与整流电路的输出端out连接，第一有源二极管d1的正极、第二有源二极管d2的正极和储能电容cl的另一端均接地，第一输入端in1和第二输入端in2分别与能量采集器的输出端a、输出端b连接，整流电路的输出端out与dc-dc转换电路的输入端连接，dc-dc转换电路的输出端与负载的一端连接，dc-dc转换电路的共地端与负载的另一端连接并接地。

第一有源二极管d1包括第一nmos管mn1和第一比较器comp1，第一比较器comp1包括第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第三pmos管mp3和第四pmos管mp4，第三pmos管mp3的源极与第四pmos管mp4的源极连接后作为第一比较器comp1的电源端，第一比较器comp1的电源端与第二输入端in2连接，以实现第一比较器comp1的自供电，第三pmos管mp3的衬底与第四pmos管mp4的衬底均与整流电路的输出端out连接，第三pmos管mp3的栅极和漏极短接后与第四pmos管mp4的栅极和第二nmos管mn2的漏极连接，第三nmos管mn3的源极为第一比较器comp1的正向输入端，第一比较器comp1的正向输入端接地，第二nmos管mn2的源极为第一比较器comp1的反向输入端，第一比较器comp1的反向输入端与第一输入端in1连接，第四pmos管mp4的漏极、第三nmos管mn3的漏极和栅极、第二nmos管mn2的栅极连接后作为第一比较器comp1的输出端，第一比较器comp1的输出端与第一nmos管mn1的栅极连接，控制第一nmos管mn1的导通和关断，第一nmos管mn1的源极和衬底、第二nmos管mn2的衬底和第三nmos管mn3的衬底均接地，第一nmos管mn1的漏极与第二nmos管mn2的源极连接并作为第一有源二极管d1的负极，第一nmos管mn1的源极与第三nmos管mn3的源极连接并作为第一有源二极管d1的正极。

第二有源二极管d2包括第四nmos管mn4和第二比较器comp2，第二比较器comp2包括第五nmos管mn5、第六nmos管mn6、第五pmos管mp5和第六pmos管mp6，第五pmos管mp5的源极与第六pmos管mp6的源极连接后作为第二比较器comp2的电源端，第二比较器comp2的电源端与第一输入端in1连接，以实现第二比较器comp2的自供电，第五pmos管mp5的衬底与第六pmos管mp6的衬底均与整流电路的输出端out连接，第六pmos管mp6的栅极和漏极短接后与第五pmos管mp5的栅极和第六nmos管mn6的漏极连接，第五nmos管mn5的源极为第二比较器comp2的正向输入端，第二比较器comp2的正向输入端接地，第六nmos管mn6的源极为第二比较器comp2的反向输入端，第二比较器comp2的反向输入端与第二输入端in2连接，第五pmos管mp5的漏极、第五nmos管mn5的漏极和栅极、第六nmos管mn6的栅极连接后作为第二比较器comp2的输出端，第二比较器comp2的输出端与第四nmos管mn4的栅极连接，控制第四nmos管mn4的导通和关断，第四nmos管mn4的源极和衬底、第五nmos管mn5的衬底和第六nmos管mn6的衬底均接地，第四nmos管mn4的漏极与第六nmos管mn6的源极连接并作为第二有源二极管d2的负极，第四nmos管mn4的源极与第五nmos管mn5的源极连接并作为第二有源二极管d2的正极。

当能量采集器将环境中的能量转变为电能时，整流电路输入交流信号。当第一输入端in1的电压高于第二输入端in2的电压时，第一pmos管mp1和第二有源二极管d2导通，第二pmos管mp2和第一有源二极管d1截止，整流电路中的电流走向为：电流由第一输入端in1流入，先后通过第一pmos管mp1、储能电容cl、第二有源二极管d2，从第二输入端in2流出。反之，当第一输入端in1的电压低于第二输入端in2的电压时，第一pmos管mp1和第二pmos管mp2截止，第二pmos管mp2和第一有源二极管d1导通，整流电路中的电流走向为：电流由第二输入端in2流入，先后通过第二pmos管mp2、储能电容cl、第一有源二极管d1，从第一输入端in1流出。如此，整流电路将能量获取系统中能量采集器输出的交流信号转变成单项脉动的直流信号，其纹波与储能电容cl的大小相关，储能电容cl越大，纹波越小。

图1中，作为整流管的普通二极管，导通压降大且器件工艺特性较差，有时会选用二极管连接的mos管进行替代。二极管连接的mos管性能优于普通二极管，但其导通压降为阈值电压vth，依然是不小的损耗，特别是用于能量获取中，还将影响能量提取范围。而本发明整流电路中，由连接为交叉结构的第一pmos管mp1和第二pmos管mp2，代替了图1中的整流二极管d1和d2，这种结构不仅改善了整流管的性能，且使导通压降变为pmos管的导通电压vds，远小于二极管连接的mos管的导通压降vth，此外，这种结构的导通压降接近有源二极管，电路结构却比普通全桥整流电路简单得多。

本发明中，第一有源二极管d1和第二有源二极管d2是自供电、零偏置、零静态功耗的有源二极管，可代替图1中的整流二极管d3和d4，进一步降低导通压降，提高整流效率，与第一pmos管mp1和第二pmos管mp2配合，实现整流功能。从图3可见，本发明的整流电路由输入信号供电，实现了自供电，同时，本发明的整流电路，无需偏置电压或偏置电流，实现了电路的零偏置，不仅省略了偏置电路，还避免了偏置电路产生的静态功耗，真正实现了本发明的零静态功耗，此外，其整体电路以全mos结构实现的，易于集成。

以下对本发明整流电路的工作原理做进一步阐述。

当能量采集器将环境中的能量转变为电能时，整流电路输入交流信号。

当第一输入端in1的电压高于第二输入端in2的电压，且压差大于整流电路的输出端out的电压vout（即储能电容cl上的电压）时，第一pmos管mp1的栅极电压低于源极和漏极，当栅源电压vgs，p1达到阈值电压vth,p1时，第一pmos管mp1导通，导通压降为漏源电压vds,p1；以第一输入端in1作为供电电源，第二输入端in2作为反向输入端的第二比较器comp2输出电平高于第二nmos管mn2的阈值电压vth,n2，第二nmos管mn2导通，此时第二有源二极管d2正向导通，导通压降为第二nmos管mn2的源漏电压vsd,n2；同时，第二pmos管mp2的栅极电压高于源极和漏极，第二pmos管mp2截止，其体二极管亦反向截止；以第二输入端in2作为供电电源，第一输入端in1作为反向输入端的第一比较器comp1输出电平接近零电平，第一nmos管mn1关断，其体二极管亦反向截止，此时第一有源二极管d1反向截止，功耗为零。此时，第一输入端in1、第一pmos管mp1、储能电容cl、第二有源二极管d2、第二输入端in2形成电流通路，实现给储能电容cl充电，在整流电路的输出端out产生正向电压vout。

同理，当第一输入端in1的电压低于第二输入端in2的电压，且压差大于整流电路的输出端out的电压vout（即储能电容cl上的电压）时，第二pmos管mp2的栅极电压低于源极和漏极，当栅源电压vgs，p2达到阈值电压vth,p2时，第二pmos管mp2导通，导通压降为漏源电压vds,p2；以第二输入端in2作为供电电源，第一输入端in1作为反向输入端的第一比较器comp1输出电平高于第一nmos管mn1的阈值电压vth,n1，第一nmos管mn1导通，此时第一有源二极管d1正向导通，导通压降为第一nmos管mn1的源漏电压vsd,n1；同时，第一pmos管mp1的栅极电压高于源极和漏极，第一pmos管mp1截止，其体二极管亦反向截止；以第一输入端in1作为供电电源，第二输入端in2作为反向输入端的第二比较器comp2输出电平接近零电平，第二nmos管mn2关断，其体二极管亦反向截止，此时第二有源二极管d2反向截止，功耗为零。此时，第二输入端in2、第二pmos管mp2、储能电容cl、第一有源二极管d1、第一输入端in1形成电流通路，实现给储能电容cl充电，在整流电路的输出端out产生正向电压vout。

如此循环，将能量采集器输出的交流电能整流成直流电能，暂存于储能电容cl中，经后级dc-dc转换电路做进一步转换处理后提供给负载。在上述工作过程中，第一有源二极管d1和第二有源二极管d2轮流工作，导通的有源二极管以第一输入端in1和第二输入端in2中电压较高者作为电源，实现了本发明整流电路的自供电和自启动；截止的有源二极管的功耗为零，进一步降低了本发明整流电路在工作时的自身功耗。

当环境中没有能量，能量采集器输出为零时，第一输入端in1和第二输入端in2之间的电压为零，第一比较器comp1和第二比较器comp2的电源电压和反向输入端之间的电压为零，电路中电流为零，因此两者的输出端电压也为零，第一nmos管mn1和第二nmos管mn2均关断，第一有源二极管d1及其体二极管和第二有源二极管d2及其体二极管均截止，整体的静态功耗为零。此时，第一pmos管mp1和第二pmos管mp2的体二极管均截止；而第一pmos管mp1的栅漏电压vgd,p1和第二pmos管mp2的栅漏电压vgd,p2均为零，当输出端电压高于第一pmos管mp1和第二pmos管mp2的阈值电压时，第一pmos管mp1和第二pmos管mp2源漏间导通，但是由于第一有源二极管d1和第二有源二极管d2均截止，无电流通路，因此不会出现储能电容cl电能倒流的情况。此时，整个电路中无静态电流。

上述用于能量获取的整流电路，采用易于集成的全mos结构电路实现形式，实现了该整流电路的自供电、零偏置、零静态功耗、低动态功耗等电路性能，整流管的导通压降低，导通角大，拓展了从能量采集器提取电能的范围，最终实现了整流的高效率。