一种原边控制式开关电源控制器的制作方法

本申请涉及电路控制技术领域，尤其涉及一种原边控制式开关电源控制器。

背景技术：

所谓原边控制(PSR)方案，即省去光耦及副边恒压恒流控制器，只采用电源变换器原边的专用集成电路就能实现对输出电压的恒压恒流控制。相应的，原边控制式功率开关，即将功率器件与PSR控制器集成到一个封装内形成的功率开关，以减少系统方案的元件个数，适应高性能、小尺寸、易生产、低成本的市场要求。现有原边控制式功率开关中，内置PFM(脉冲频率调制)控制器的功率开关，由于其工作频率随着相应电源变换器的负载减轻而线性降低，故平均效率高，更容易满足主流国际能效标准。

如图1所示，现有应用于电源变换器的内置PFM控制器的原边控制式功率开关，主要包括恒压环路控制电路100、PFM控制器200和功率晶体管300；另外该功率开关设有：电源变换器输出电压采样引脚FB，电源变换器原边电流采样引脚CS，电源变换器原边线圈接线引脚C，反应电源变换器负载情况的引脚CPC；恒压环路控制电路100分别与引脚FB、引脚CPC和PFM控制器200连接，PFM控制器200的输出端接于功率晶体管300的基极，功率晶体管300的集电极接于引脚C，发射极接于引脚CS。其工作原理为恒压环路控制电路100根据引脚FB获取的输出电压采样值和CPC引脚获取的与电源变换器负载相对应的CPC电压，通过PID控制原理控制PFM控制器200的输出信号，从而控制功率晶体管300的开关。

然而，现有内置PFM控制器的功率开关的工作频率随着负载减轻而线性降低的特性，在提高功率开关的平均效率的同时，也带来了电源变换器负载动态切换时功率开关动态响应特性差的问题，即当负载动态切换时恒压环路控制电路未能快速反应，导致空载切重载时输出电压直接跌至零，从而使得内置PFM控制器的功率开关在对负载动态响应有严格要求的开关电源应用中受到很大的使用限制。

技术实现要素：

有鉴于此，本申请目的在于提供一种原边控制式开关电源控制器，以解决现有内置PFM控制器的原边控制式功率开关在负载动态切换时动态响应特性差的问题。

为实现上述目的，本申请提供如下技术方案：

一种原边控制式开关电源控制器，包括恒压环路控制电路、峰值电流选择电路和动态响应控制电路；其中：

所述恒压环路控制电路的输入端与所述开关电源控制器的副边反馈引脚FB连接，以根据由所述副边反馈引脚FB获取的所述开关电源输出电压采样值输出第一控制信号；

所述动态响应控制电路的输入端与所述副边反馈引脚FB连接，以将所述输出电压采样值与预设最小输出电压比较，并输出比较结果；

所述峰值电流选择电路的一个输入端与所述开关电源控制器的原边电流采样引脚CS连接，以当所述比较结果为所述输出电压采样值小于所述预设最小输出电压时，选择最大基准值、与由所述原边电流采样引脚CS获取的所述电源变换器的原边电流采样值进行比较，并输出相应的第二控制信号；

其中，所述比较结果为所述输出电压采样值小于所述预设最小输出电压时，所述第一控制信号被屏蔽。

优选的，还包括PFM控制器和功率晶体管；

所述FM控制器的一个输入端与所述动态响应控制电路的输出端相连；

所述FM控制器的另一输入端与所述峰值电流选择电路的输出端相连；

所述FM控制器的输出端与所述功率晶体管的基极相连。

优选的，所述动态响应控制电路还包括当所述比较结果为所述输出电压采样值小于所述预设最小输出电压时，输出开通控制信号。

优选的，所述动态响应控制电路还包括将所述输出电压采样值与预设最大输出电压比较，并输出比较结果。

优选的，当所述比较结果为所述输出电压采样值大于所述预设最大输出电压时，所述第一控制信号被屏蔽，所述动态响应控制电路还输出关断控制信号。

优选的，所述动态响应控制电路包括：输出电压检测电路和控制方式切换电路；

所述输出电压检测电路的输入端与所述副边反馈引脚FB连接，所述输出电压检测电路的输出端分别与所述控制方式切换电路的一个输入端和所述峰值电流选择电路的另一输入端相连；

所述控制方式切换电路的另一输入端与所述恒压环路控制电路的输出端相连。

优选的，所述输出电压检测电路包括第一电压比较器和第二电压比较器；

所述第一电压比较器的正相输入端接入所述预设最大输出电压，所述第一电压比较器的反相输入端接于所述副边反馈引脚FB，所述第一电压比较器的输出端作为所述输出电压检测电路的第一输出端；

所述第二电压比较器的正相输入端接于所述副边反馈引脚FB，所述第二电压比较器的反相输入端接入所述预设最小输出电压，所述第二电压比较器的输出端作为所述输出电压检测电路的第二输出端；

所述输出电压检测电路的第一输出端和第二输出端分别接于所述控制方式切换电路的输入端，所述输出电压检测电路的第二输出端还接于所述峰值电流选择电路的输入端。

优选的，所述控制方式切换电路包括：基于与非门的RS触发器、或门、与门和检测脉冲产生电路；

所述RS触发器的第一输入端接于所述输出电压检测电路的第一输出端，所述RS触发器的第二输入端接于所述输出电压检测电路的第二输出端，所述RS触发器的输出端接于所述或门的第一输入端；

所述或门的第二输入端接于所述恒压环路控制电路的输出端，所述或门的输出端接于所述与门的第一输入端；

所述与门的第二输入端接于所述检测脉冲产生电路的输出端，所述与门的第三输入端接于所述输出电压检测电路的第二输出端，所述与门的输出端为所述动态响应控制电路的输出端。

优选的，所述峰值电流选择电路包括：基准电压产生电路和峰值电流比较器；

所述基准电压产生电路的输入端接收所述比较结果，所述基准电压产生电路的输出端输出所述预设最大峰值电压、接于所述峰值电流比较器的正相输入端；

所述峰值电流比较器的反相输入端接于所述原边电流采样引脚CS，所述峰值电流比较器的输出端为所述峰值电流选择电路的输出端。

优选的，所述基准电压产生电路包括：高压电源、低压电源、可控开关、第一分压电阻、第二分压电阻和第三分压电阻；

所述可控开关、第一分压电阻、第二分压电阻和第三分压电阻依次串联，并通过所述第三分压电阻接地；

所述第二分压电阻和第三分压电阻的公共端接于所述副边反馈引脚FB；

所述第一分压电和第二分压电阻的公共端接于所述峰值电流比较器的正相输入端；

所述可控开关的固定端接于所述第一分压电阻，当所述输出电压检测电路输出的比较结果为所述输出电压采样值小于所述预设最小输出电压时，所述可控开关的可控端接于所述高压电源，否则所述可控开关的可控端接于所述低压电源。

从上述的技术方案可以看出，本申请提供的原边控制式开关电源控制器，通过对电源变换器的输出电压进行采样，根据该输出电压采样值的大小判断是否发生输出电压下跌；当发生输出电压下跌时，恒压环路控制电路输出的第一控制信号被屏蔽，同时选择最大基准值、与电源变换器的原边电流采样值进行比较，并输出相应的第二控制信号，以控制功率晶体管在允许的范围内导通，从而使得电源变换器能提供更多的能量来补偿输出电压下跌。也即，本申请实施例在检测到输出电压下跌时，以bang-bang控制代替正常情况下的PID控制方式，使输出电压快速恢复至正常值，从而提高了负载动态响应速度，解决了现有技术的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中内置PFM控制器的原边控制式开关电源控制器的结构图；

图2为本申请实施例一提供的原边控制式开关电源控制器的结构图；

图3为本申请实施例二提供的原边控制式开关电源控制器的结构图；

图4为应用本申请实施例提供的原边控制式开关电源控制器后由空载切换至满载时的波形图；

图5为应用本申请实施例提供的原边控制式开关电源控制器后由满载切换至空载时的波形图；

图6为应用现有原边控制式开关电源控制器的电源变换器的负载动态切换波形图；

图7为应用本申请实施例提供的原边控制式开关电源控制器的电源变换器的负载动态切换波形图；

图8为本申请实施例提供的原边控制式开关电源控制器中峰值电流选择电路的一种结构图；

图9为本申请实施例提供的原边控制式开关电源控制器中峰值电流选择电路的另一种结构图；

图10为本申请实施例提供的一种交流-直流变换器的结构图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

本申请实施例公开了一种原边控制式开关电源控制器，以解决现有内置PFM控制器的原边控制式功率开关在负载动态切换时动态响应特性差的问题。

本申请实施例提供的原边控制式开关电源控制器，应用于一种电源变换器(或开关电源)；该电源变换器如图10所示，包括变压器1、输出电路2和原边控制式开关电源控制器3，通过周期性的开通和关断该原边控制式开关电源控制器，实现从变压器原边绕组到副边绕组的能量传递，并得到稳定的直流输出、提供恒压和恒流应用。

参照图2，本申请实施例一提供的原边控制式开关电源控制器，包括恒压环路控制电路100、PFM控制器200、功率晶体管300、峰值电流选择电路400和动态响应控制电路500；其中，动态响应控制电路500包括：输出电压检测电路510和控制方式切换电路520。

具体的，恒压环路控制电路100的输入端与所述原边控制式开关电源控制器的副边反馈引脚FB连接；输出电压检测电路510的输入端与所述原边控制式开关电源控制器的副边反馈引脚FB连接；控制方式切换电路520的输入端分别接于输出电压检测电路510的输出端和恒压环路控制电路100的输出端；峰值电流选择电路400的输入端分别述输出电压检测电路510的输出端和所述原边电流采样引脚CS连接；PFM控制器200的输入端分别接于控制方式切换电路520的输出端和峰值电流选择电路400的输出端，PFM控制器200的输出端接于功率晶体管300的基极；功率晶体管300的集电极接于所述原边控制式开关电源控制器的引脚C，功率晶体管300的发射极接于所述原边控制式开关电源控制器的原边电流采样引脚引脚CS。

另外，如图10所示，上述原边控制式开关电源控制器的四个引脚(FB、CPC、CS和C)与所述电源变换器的连接方式为：副边反馈引脚FB通过一采样电路31接于电源变换器的变压器1辅助绕组，以获取输出电压采样值V_FB(即表征电源变换器的输出电压大小的反馈电压)；引脚CPC通过一电容C_load接地，以反映负载情况、提供相应的CPC电压(不同的负载对应不同的CPC电压)；引脚C接于变压器1的原边绕组，引脚CS通过采样电阻R_CS接地，原边控制式开关电源控制器导通时，引脚C与CS导通，从而引脚CS的电压V_CS即为变压器的原边绕组电流值对应的采样值。

上述原边控制式开关电源控制器的工作过程及原理为：正常情况下，利用恒压环路控制电路100通过PID控制方式控制功率晶体管300周期性的开通和关断；当检测到输出电压下跌和过冲时，通过控制方式切换电路520切换至bang-bang控制方式，从而提高负载动态响应速度。

具体的，恒压环路控制电路100根据由副边反馈引脚FB获取的所述电源变换器的输出电压采样值V_FB产生并输出第一控制信号；恒压环路控制电路100的具体结构与工作原理与现有技术相同，此处不再赘述。

输出电压检测电路510将所述输出电压采样值V_FB分别与预设最大输出电压V_OV和预设最小输出电压V_UV比较，并输出比较结果；根据该输出结果即可判断输出电压是否下跌或过冲，具体包括以下三种情况：

1)当输出电压检测电路510输出的比较结果为V_FB<V_UV时，说明电源变换器的输出电压下跌(即负载由空载切换至满载)，控制方式切换电路520屏蔽上述第一控制信号(即此时恒压环路控制电路100不起作用)，并输出开通控制信号；PFM控制器200接收到该开通控制信号时，控制功率晶体管300导通，实现由变压器原边到副边的能量传递，补偿输出电压下跌。同时峰值电流选择电路400将与电源变换器原边绕组的峰值电流最大值对应的预设最大峰值电压V_{ref_max}作为基准值，与由所述原边电流采样引脚CS获取的所述电源变换器的原边电流采样值V_CS进行比较，并输出相应的第二控制信号(包括开通控制信号和关断控制信号)：当V_CS<V_{ref_max}时，输出开通控制信号，从而PFM控制器200保持功率晶体管300导通，当V_CS>V_{ref_max}时，输出关断控制信号，从而PFM控制器200控制功率晶体管300关断。

变换器输入功率P_in计算公式为：P_in＝(L_M*I_PK²*f_SW)/2，其中，L_M为原边绕组的电感值，f_SW为输入电压的频率，I_PK为原边绕组的电流；由I_PK＝V_CS/R_CS可知，原边电流采样值V_CS越大，原边电流I_PK越大，变换器输入功率P_in越大；因此以V_{ref_max}为基准值，保证了功率晶体管300在开通过程中原边绕组峰值电流最大，使得电源变换器能提供更多的能量来补偿输出电压下跌，即使得输出电压更快的恢复到正常值，提高了负载由空载向满载切换时的动态响应速度。

2)当输出电压检测电路510输出的比较结果为V_FB>V_OV时，说明电源变换器的输出电压过冲(即负载由满载切换至空载)，控制方式切换电路520屏蔽上述第一控制信号(即此时恒压环路控制电路100不起作用)，并输出关断控制信号，PFM控制器200接收到该关断控制信号时，控制功率晶体管300关断，变压器的能量传递过程被停止，负载快速消耗输出电路存储的能量，从而使输出电压快速下降，解决输出电压过冲的问题。

3)当输出电压检测电路510输出的比较结果为V_UV<V_FB<V_OV时，说明电源变换器的输出电压在正常范围内、无下跌或过冲现象，控制方式切换电路520输出所述第一控制信号，PFM控制器200根据该第一控制信号控制功率晶体管300的通断；具体的，上述第一控制信号亦包括开通控制信号和关断控制信号，此时控制原理与现有内置PFM控制器的原边控制式开关电源控制器相同，即利用恒压环路控制电路100通过PID控制方式控制功率晶体管300的通断。

由上述结构及工作过程可知，本申请实施例提供的原边控制式开关电源控制器，通过对电源变换器的输出电压进行采样，根据该输出电压采样值的大小判断是否发生输出电压下跌或过冲；当发生输出电压下跌时，生成开通控制信号，强制功率晶体管导通，同时将与峰值电流最大值对应的预设最大峰值电压作为基准值，当电源变换器的原边电流采样值大于该基准值时产生相应的控制信号，控制功率晶体管关断，从而使得电源变换器能提供更多的能量来补偿输出电压下跌；当发生输出电压过冲时，生成关断控制信号，强制功率晶体管关断，使得负载快速消耗电源变换器的输出电路存储的能量，从而使输出电压快速下降。因此，本申请实施例在检测到输出电压下跌和过冲时，以bang-bang控制代替正常情况下的PID控制方式，使输出电压快速恢复至正常值，从而提高了负载动态响应速度，解决了现有技术的问题。

本申请实施例中，峰值电流选择电路和动态响应控制电路的具体结构可以有多种，图3所示的实施例二提供了一种优选实施方式。

参照图3，与实施例一相同的，本申请实施例二提供的原边控制式开关电源控制器亦包括恒压环路控制电路100、PFM控制器200、功率晶体管300、峰值电流选择电路400和动态响应控制电路500；其中，动态响应控制电路500包括：输出电压检测电路510和控制方式切换电路520。

优选的，输出电压检测电路510包括第一电压比较器511和第二电压比较器512。

第一电压比较器511的正相输入端接入所述预设最大输出电压V_OV，反相输入端接于所述副边反馈引脚FB，输出端作为输出电压检测电路510的第一输出端。

第二电压比较器512的正相输入端接于所述副边反馈引脚FB，反相输入端接入所述预设最小输出电压V_UV，输出端作为输出电压检测电路510的第二输出端。

输出电压检测电路510的第一输出端和第二输出端分别接于控制方式切换电路520的输入端，输出电压检测电路510的第二输出端还接于峰值电流选择电路400的输入端。

相应的，控制方式切换电路520包括基于与非门的RS触发器521、或门522、与门523和检测脉冲产生电路524。

RS触发器521的第一输入端接于第一电压比较器511的输出端(即输出电压检测电路510的第一输出端)，RS触发器521的第二输入端接于第二电压比较器512的输出端(即输出电压检测电路510的第二输出端)，RS触发器521的输出端接于或门522的第一输入端。

或门522的第二输入端接于恒压环路控制电路100的输出端，或门522的输出端接于与门523的第一输入端，与门523的第二输入端接于检测脉冲产生电路524的输出端，与门523的第三输入端接于第二电压比较器512的输出端(即输出电压检测电路510的第二输出端)，与门523的输出端作为控制方式切换电路520的输出端，接于PFM控制器200的第一输入端。

实际应用中，使PFM控制器控制功率晶体管导通的开通控制信号为一低电平信号，相应的，控制功率晶体管关断的关断控制信号为一高电平信号；有鉴于此，上述动态响应控制电路500的工作原理为：

1)当输出电压检测电路510输出的比较结果为V_FB<V_UV时，第二电压比较器512的输出信号为低电平信号(逻辑值为“0”)，从而将与门523的第一输入端的输入信号屏蔽(即屏蔽了恒压环路控制电路100产生的第一控制信号)，使得与门523的输出信号为低电平，即控制方式切换电路520输出开通控制信号，强制功率晶体管导通，实现由变压器原边到副边的能量传递，补偿输出电压下跌，解决输出电压下跌的问题。

2)当输出电压检测电路510输出的比较结果为V_FB>V_OV时，第一电压比较器511的输出信号为低电平信号使得RS触发器521的输出信号UVOV_ON被置1，进而使或门522的的输出信号为高电平EA+UVOV_ON，(即屏蔽了恒压环路控制电路100产生的第一控制信号)；由于V_FB>V_OV时，第二电压比较器512的输出信号一定为高电平UV_ON，从而通过检测脉冲产生电路524产生的高电平信号DET_ON，可使与门523的输出信号为高电平信号CV_ON，即控制方式切换电路520输出关断控制信号，强制功率晶体管关断；另外，可通过控制检测脉冲产生电路524产生低电平信号使得与门523的输出信号为低电平信号以控制功率晶体管导通。通过合理设置检测脉冲产生电路524的工作频率f_{sw_DET}可使得电源变换器的输出电压快速下降，解决输出电压过冲问题。

另外，图4示出了应用本申请实施例后，电源变换器的负载从空载向满载切换(输出电压下跌)时，电源变换器输出电压Vo、原边电流采样值V_CS和输出电压采样值V_FB的波形示意图。

此时，输出电压下跌V_drop＝I_out*T_swDET/C_out，I_out为电源变换器的输出电流，T_{SW_DET}为检测脉冲产生电路524的检测脉冲周期，C_out为电源变换器的输出电路中的储能电容值。若仅通过恒压环路控制电路控制，则输出电压下跌V_drop＝I_out*T_{sw_CV}/C_out，T_{sw_CV}为恒压环路控制电路的动态响应周期；而T_{sw_CV}远大于本申请实施例中检测脉冲周期T_{sw_DET}，T_{sw_CV}的最差情况为空载时的开关周期T_{sw_Noload}，因此，相对于现有技术，本申请实施例通过bang-bang控制有效减少了负载由空载切换至满载时的输出电压下跌，从而改善了电源变换器动态响应特性中的下冲(undershoot)性能。

相应的，图5示出了应用本申请实施例后，电源变换器的负载从满载向空载切换时(输出电压过冲)，电源变换器输出电压Vo、原边电流采样值V_CS和输出电压采样值V_FB的波形示意图。

由图5可见，一旦检测到V_FB>V_OV，除检测脉冲外的输入PFM控制器的控制信号均被禁止，电源变换器的输出电容储存的能量不断地被负载消耗而限制了输出电压过冲。而若仅通过恒压环路控制电路控制，因恒压环路响应较慢，即使V_FB已大于V_OV，恒压环路控制电路仍然会输出大峰值电流脉冲信号使空载情况下的输出电压Vo继续上升，进一步加大了输出电压过冲。因此，相对于现有技术，本申请实施例通过bang-bang控制有效地减少负载从满载切换至空载时的输出电压过冲，从而改善了变换器动态响应特性中的过冲(overshoot)性能。

为更直观的展现本申请实施例的有益效果，图6和图7分别示出了应用现有内置PFM控制器的功率开关和本申请实施例提供的原边控制式开关电源控制器的电源变换器(5V/1A系统)的负载动态切换波形图。

如图6所示，对于现有技术，当负载从空载切换至满载时输出电压Vo下跌至3.88V，而负载从满载切换至空载时输出电压Vo达到5.84V，即输出电压过冲达到允许最大输出电压(5V)的10％以上。如图7所示，应用本申请实施例，当负载从空载切换至满载时输出电压Vo仅下跌至4.34V，而负载从满载切换至空载时输出电压Vo仅过冲至5.46V。可见，本申请实施例有效的解决了负载动态切换时输出电压下跌或过冲问题，提高了负载动态响应性能。

优选的，如图8所示，基于本申请上述任一实施例，峰值电流选择电路400包括：基准电压产生电路410和峰值电流比较器420。

基准电压产生电路410的输入端与输出电压检测电路510的输出端连接，基准电压产生电路410的输出端接于峰值电流比较器420的正相输入端，峰值电流比较器420的反相输入端接于所述原边电流采样引脚CS，峰值电流比较器420的输出端接于PFM控制器200。

基准电压产生电路410根据输出电压检测电路510输出的比较结果生成一基准电压V_{CS_ref}，峰值电流比较器420将原边电流采样值V_CS与该基准电压V_{CS_ref}进行比较，并根据比较结果生成相应的控制信号；具体的：

1)当输出电压检测电路510输出的比较结果为V_FB<V_UV时，基准电压产生电路410产生并输出预设最大峰值电压V_{ref_max}；峰值电流比较器420将正相输入端接收到的V_{ref_max}和负相输入端接收到的原边电流采样值V_CS进行比较：当V_CS<V_{ref_max}时，峰值电流比较器420向PFM控制器200输出低电平信号(即开通控制信号)，从而PFM控制器200保持功率晶体管300导通，当V_CS>V_{ref_max}时，峰值电流比较器420的输出信号电平翻转，变为高电平信号(即关断控制信号)，从而PFM控制器200控制功率晶体管300关断。该控制过程保证了功率晶体管300开通时间最长、且开通过程中原边绕组峰值电流最大，使得电源变换器能提供更多的能量来补偿输出电压下跌。

2)当V_FB>V_UV时，不需要对输出电压进行补偿，故基准电压产生电路410产生一预设正常峰值电压V_ref(V_ref<V_{ref_max})，峰值电流比较器420将V_ref和V_CS进行比较，当V_CS<V_ref时，峰值电流比较器420向PFM控制器200输出低电平信号(即开通控制信号)，从而控制功率晶体管300导通，当V_CS>V_ref时，峰值电流比较器420的输出信号电平翻转，变为高电平信号(即关断控制信号)，从而控制功率晶体管300关断。

进一步的，如图9所示，在本申请的更优实施例中，上述峰值电流选择电路400中，基准电压产生电路410包括：高压电源V_{ref_H}、低压电源V_{ref_L}、可控开关S、第一分压电阻R1、第二分压电阻R2和第三分压电阻R3；其中，V_{ref_H}>V_{ref_L}。

具体的，可控开关S、第一分压电阻R1、第二分压电阻R2和第三分压电阻R3依次串联，并通过第三分压电阻R3接地；第二分压电阻R2和第三分压电阻R3的公共端接于所述副边反馈引脚FB，第一分压电阻R1和第二分压电阻R2的公共端接于峰值电流比较器420的正相输入端，R1和R2的公共端电压即为基准电压产生电路410产生的基准电压V_{CS_ref}。

可控开关S的固定端接于第一分压电阻R1，当输出电压检测电路510输出的比较结果为V_FB<V_UV，即图3所示的第二电压比较器512的输出信号为低电平信号时，可控开关S的可控端接于高压电源V_{ref_H}，第一分压电阻R1、第二分压电阻R2和第三分压电阻R3对V_{ref_H}进行分压，得到的第二分压电阻R2和第三分压电阻R3上的电压即为预设最大峰值电压V_{ref_max}，即V_{ref_max}＝V_{ref_H}*(R2+R3)/(R1+R2+R3)。

其他情况下，即V_FB>V_UV时，可控开关S的可控端接于低压电源V_{ref_L}，分压得到的第二分压电阻R2和第三分压电阻R3上的电压即为预设正常峰值电压V_ref，即V_ref＝V_{ref_L}*(R2+R3)/(R1+R2+R3)。

由以上实施例可知，本申请在检测到输出电压下跌和过冲时，以bang-bang控制代替正常情况下的PID控制方式，使输出电压快速恢复至正常值，从而提高了负载动态响应速度，解决了现有技术的问题。上文所述的相应电路结构仅为本申请的优选实施例，在不脱离本申请的基本原理的情况下得到的其它任意实施例均在本申请的保护范围内。

在具体的实际应用中，该原边控制式开关电源控制器可以应用于如图10所示的交流-直流变换器，具体包括：变压器1、输出电路2和原边控制式开关电源控制器3。

原边控制式开关电源控制器3设有6个引脚，分别为VCC、GND、C、CS、FB和CPC。变压器1的原边绕组Np的同名端接于原边控制式开关电源控制器3的引脚C，原边绕组Np的异名端接入输入电压Vin；变压器1的副边绕组Ns与输出电路2连接；变压器1的辅助绕组Nfb(即反馈绕组)的同名端通过采样电路31接于原边控制式开关电源控制器3的引脚FB；辅助绕组Nfb的同名端还接于二极管D1的阳极，二极管D1的阴极通过电阻R6接于原边绕组Np的同名端，辅助绕组Nfb的异名端接地。

原边控制式开关电源控制器3的具体结构如上文任一实施例所述；原边控制式开关电源控制器3通过对该交流-直流变换器的输出电压进行采样，根据该输出电压采样值的大小判断是否发生输出电压下跌或过冲；当发生输出电压下跌时，生成开通控制信号，强制功率晶体管导通，同时将与峰值电流最大值对应的预设最大峰值电压作为基准值，当交流-直流变换器的原边电流采样值大于该基准值时产生相应的控制信号，控制功率晶体管关断，从而使得交流-直流变换器能提供更多的能量来补偿输出电压下跌；当发生输出电压过冲时，生成关断控制信号，强制功率晶体管关断，使得负载快速消耗交流-直流变换器的输出电路2中存储的能量，从而使输出电压快速下降。因此，本申请实施例在检测到输出电压下跌和过冲时，以bang-bang控制代替正常情况下的PID控制方式，使输出电压快速恢复至正常值，从而提高了负载动态响应速度，解决了现有技术的问题。

具体的，本申请实施例中，输出电路2包括整流二极管D2和储能电容C2，当原边控制式开关电源控制器3和整流二极管D2均导通时，交流-直流变换器向负载输出能量，同时对储能电容C2充电；当原边控制式开关电源控制器3和整流二极管D2二者中的任一者关断时，变压器1无法由原边到副边传递能量，从而将储能电容C2上储存的能量输出至负载。

优选的，上述采样电路31包括串联连接的第四分压电阻R4和第五分压电阻R5，R4和R5的公共端接于引脚FB，即R4和R5的公共端电压作为输出电压采样值V_FB；R4的另一端接于负载绕组Nfb的同名端，R5的另一端接地。

本申请实施例中，所述变压器可以为反激式变压器。

另外，本申请实施例中，当作为大功率应用时，交流-直流变换器还包括与所述原边绕组并联的吸收回路4，以吸收功率晶体管关断时因变压器漏感和分布电容产生的尖峰电压。

吸收回路4具体为RCD吸收回路，包括二极管D3、电阻R7和电容C3；电阻R7和电容C3并联，一端接于原边绕组Np的异名端，另一端接于D3的阴极，D3的阳极接于原边绕组Np的同名端。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本申请。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本申请的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本申请将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。