6线3相马达、逆变装置以及马达系统的制作方法

本发明涉及一种6线3相马达、逆变装置以及马达系统。

背景技术：

以往，除了一般的3线3相马达之外，还有能够独立控制流至各相的电枢绕组的电流的6线3相马达(例如参考专利文献1)。

另外，作为实现马达的高输出化的方法，通常是增大输入电压。但是，汽车用马达的电源电压是由电池的载流量决定，无法容易地增大施加电压。尤其是在低电池电压的系统中成为了高输出化的阻碍。因此，在以往的3线3相马达中，作为得到大施加电压的方法，采用有使电压利用率提高的方法,该电压利用率为使用在相电压指令值中重叠有3次谐波的pwm或矩形波等的、基于过调制控制的电压利用率。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2000-125411号公报

技术实现要素：

发明要解决的问题

不过，在通常的3线3相马达中，电压被施加至相间，因此，即便进行过调制控制，也不会流通3次谐波电流，而在6线3相马达中，是对各相独立地施加电压，因此，过调制控制会使得3次谐波电流流至马达，从而产生使扭矩脉动、振动及噪音恶化这一问题。

解决问题的技术手段

根据本发明的第1形态，6线3相马达具备：定子，其具有在相间独立卷绕的绕组；以及转子，其在周向上具有多个磁铁，所述定子或所述转子构成为施加基于pwm信号的过调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量大于施加基于pwm信号的正弦调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量。

根据本发明的第2形态，逆变装置将基于载波和信号波的pwm控制下的逆变器施加电压施加至6线3相马达，所述信号波包含基波和3次谐波信号，且振幅为所述载波的振幅以下,所述基波具有比所述载波的振幅大的振幅。

根据本发明的第3形态，马达系统具备：6线3相马达；以及逆变装置，其将基于载波和信号波的pwm控制下的逆变器施加电压施加至所述6线3相马达，所述信号波包含基波和3次谐波信号，且振幅为所述载波的振幅以下,所述基波具有比所述载波的振幅大的振幅。

发明的效果

根据本发明，可以提供一种能够兼顾高输出化和扭矩脉动的降低的6线3相马达。

附图说明

图1为表示第1实施方式中的马达系统的一例的图。

图2为表示马达的概略构成的截面图。

图3为表示pwm脉冲的生成方法的图。

图4为表示进行正弦调制及过调制控制的情况下的逆变器施加电压波形的图。

图5为表示逆变器施加电压中包含的各次数的分量的图。

图6为表示与u相相关的等效电路的图。

图7为表示3线3相马达的马达系统的图。

图8为说明3次谐波感应电压e3(eu3、ev3、ew3)的产生的图。

图9为说明本实施方式中的定子结构的图。

图10为表示2极3槽系集中绕法定子的情况下的运用例的图。

图11为表示每极每相槽数为2的情况下的以往例的图。

图12为说明图11所示的定子结构的情况下的感应电压eu、ev、ew的图。

图13为表示感应电压的各次数的分量的图。

图14为表示正弦波电流和畸变波电流的图。

图15为表示将图14所示的正弦波电流及畸变波电流流至马达的情况下的扭矩波形的图。

图16为表示图14的电流波形中包含的各次数分量的图。

图17为表示图15的扭矩波形中包含的各次数分量的图。

图18为表示每极每相槽数为2的情况下的一实施方式的图。

图19为表示图18所示的定子结构的情况下各相线圈中产生的感应电压波形的一例的图。

图20为表示图19所示的感应电压波形的各次数分量的图。

图21为表示对图18所示的定子构成的马达流通正弦波电流及畸变波电流的情况下的扭矩波形的图。

图22为表示图21所示的扭矩波形的各次数分量的图。

图23为说明第2实施方式中的转子结构的图。

图24为表示气隙磁通密度的分布的一例的图。

图25为表示磁通密度分布的1次、3次分量的极弧率依存性和感应电压的1次、3次分量的极弧率依存性的图。

具体实施方式

下面，参考附图，对用于实施本发明的方式进行说明。

-第1实施方式-

图1为表示用以驱动6线3相马达的马达系统1的概略构成的图。马达系统1具备逆变装置200和由逆变装置200驱动的马达100。再者，直流电源201可为包含在马达系统1中的构成，也可以为不包含在马达系统1中的构成。

逆变装置200可以通过分别独立地控制流至电枢绕组121a～121c的电流来驱动马达100。马达100的输出轴113上安装有检测马达100的磁极位置θ的磁极位置检测器115。磁极位置检测器115得到的磁极位置θ的检测结果输出至控制器203。

直流电源201经由直流母线201a、201b对逆变电路210供给直流电。直流电源201例如可以利用锂离子电池等二次电池等。平滑电容器202用以抑制伴随逆变电路210的动作而产生的直流电压的变动，与逆变电路210并联连接在直流母线201a与直流母线201b之间。

逆变电路210具有分别对应于u相、v相、w相的全桥型桥式电路210a、210b、210c。控制器203对逆变电路210的桥式电路210a、210b、210c分别输出驱动信号gu、gv、gw而使桥式电路210a、210b、210c分别进行动作，由此控制逆变电路210。

各桥式电路210a、210b、210c具有作为上下各臂的开关元件而发挥功能的4个igbt221以及与各igbt221并联设置的4个二极管222。桥式电路210a、210b、210c中，各igbt221根据来自控制器203的驱动信号gu、gv、gw进行开关动作。由此，从直流电源201供给的直流电变换为三相交流电，并从桥式电路210a、210b、210c经由各相的交流输出线120分别输出至马达100的各相的电枢绕组121a、121b、121c。在交流输出线120中流通的电流iu、iv、iw由电流传感器130进行检测，其检测结果输入至控制器203。

图2为表示马达100的概略构成的图，作为一例，展示了2极的马达。马达100为埋入磁铁型马达。定子110的定子铁心110a上以电角度120°相位差安装有电枢绕组121a、121b、121c。转子111的输出轴113上固定有在内部埋入有多个永磁铁112的转子铁心114。

如图1所示，马达100为6线3相马达。在本实施方式中，在马达输出较小的轻负载时进行正弦调制，在马达输出较大的高负载时，对pwm信号波重叠3次谐波而增大施加电压。

图3为表示pwm脉冲的生成方法的图。在图3的(a)所示的正弦调制的情况下，对载波c运用信号波s1、s2来生成pwm脉冲。另一方面，在图3的(b)所示的过调制控制的情况下，运用包含3次谐波分量的信号波s3、s4来生成pwm脉冲。再者，图3展示的是1个相，各相的信号波将相位错开了120°。

在过调制控制中，基波(正弦波分量)的振幅大于载波的振幅，设定为调制率＞1。由此，与图3的(a)所示的正弦调制的情况相比，成为高输出。但是，在调制率＞1的过调制控制中，是以信号波s3、s4的振幅在载波的振幅以下的方式包含3次谐波分量。结果，能够生成图3的(b)所示那样的振幅的大小为载波的振幅以下的信号波。

图4为表示进行图3的正弦调制及过调制控制的情况下的逆变器施加电压波形的图。图4的(a)表示调制率为1以下的正弦调制的情况。图4的(b)表示为了将调制率设为1以上而重叠有3次谐波的过调制控制的情况。在过调制控制中，虽然调制率为1以上，但会重叠3次谐波而像图3的(b)那样抑制信号波的最大值，由此，无须将开关元件设为始终导通状态即可输出电压。

图5表示图4所示的逆变器施加电压中包含的分量的分析结果。图5的(a)为正弦调制的情况，图5(b)表示过调制的情况。在图3的(a)所示的正弦调制的情况下，载波c的振幅与信号波s1、s2的振幅相同，因此电压的基波(1次)分量的振幅变为与直流电压相同的大小。

另一方面，在使用重叠有3次谐波的信号波s3、s4的过调制控制的情况下，可知电压分量中含有3次谐波。通过像这样在信号波中加入3次谐波，无须使信号波的振幅大于载波的振幅即可将基波(1次)设为1以上，从而可以增大逆变器的施加电压、提高马达的输出。

流至马达的电流根据下式(1)所示的电压方程而定。式(1)展示的是图6所示那样的u相的等效电路，同样的公式对于v相及w相也成立。vu为逆变器施加电压，iu为在马达中流通的电流，r为马达的线圈电阻，l为马达的电感，eu为转子111中设置的永磁铁112的磁通所引起的感应电压。

[数式1]

图6为利用u相绕组端122a1、122a2连接u相桥式电路210a与马达u相电枢绕组121a的情况下的等效电路。根据式(1)所知，在逆变器施加电压vu及感应电压eu中的至少一方包含3次谐波分量的情况下，马达电流iu中也会包含3次谐波。因此，当像图4的(b)、图5的(b)所示那样施加包含3次谐波的逆变器施加电压时，在马达中流通的电流iu中包含3次谐波。

在通常的3线3相马达的情况下，大部分是像图7所示那样将各相的电枢绕组121a、121b、121c的端短路来形成中性点123的星型接线的情况，不会对马达100流通3次谐波电流。

但在6线3相马达中，如图1所示，各相的电枢绕组121a、121b、121c是独立的，因此如上所述，当感应电压eu、ev、ew或逆变器施加电压vu、vv、vw中含有3次谐波时，流至马达的电流iu、iv、iw中会包含3次谐波。

另外，由马达100转换为机械输出的功率以各相的瞬时功率表示。马达100的各相中产生的感应电压eu、ev、ew像下式(2)～(4)那样表示。再者，式(2)～(4)包含到了7次谐波。

[数式2]

eu＝e1sin(ωt)+e3sin(3ωt)+e5sin(5ωt)+e7sin(7ωt)…(2)

ev＝e1sin(ωt-120)+e3sin{3×(ωt-120)}

+e5sin{5×(ωt-120)}+e7sin{7×(ωt-120)}…(3)

ew＝e1sin(ωt+120)+e3sin{3×(ωt+120)}

+e5sin{5×(ωt+120)}+e7sin{7×(ωt+120)}…(4)

在因逆变器施加电压或感应电压的影响而使得马达电流iu、iv、iw包含3次谐波的情况下，iu、iv、iw像式(5)～(7)那样表示。

[数式3]

iu＝i1sin(ωt+β)+i3sin{3×(ωt+β)}…(5)

iv＝i1sin(ωt-120+β)+i3sin{3×(ωt-120+β)}…(6)

iw＝i1sin(ωt+120+β)+i3sin{3×(ωt+120+β)}…(7)

此时，各相的瞬时功率以下式(8)～(10)表示，由马达100转换为机械输出的功率以式(11)表示。

[数式4]

pu＝iueu＝[i1sin(ωt+β)+i3sin{3×(ωt+β)}]

×{e1sin(ωt)+e3sin(3ωt)+e5sin(5ωt)+e7sin(7ωt)}

…(8)

pv＝ivev＝[i1sin(ωt-120+β)+i3sin{3×(ωt-120+β)}]

×[e1sin(ωt-120)+e3sin{3×(ωt-120)}+e5sin{5×(ωt-120)}+e7sin{7×(ωt-120)}]

…(9)

pw＝iwew＝[i1sin(ωt+120+β)+i3sin{3×(ωt+120+β))]

×[e1sin(ωt+120)+e3sin{3×(ωt+120)}+e5sin{5×(ωt+120)}+e7sin{7×(ωt+120)}]

…(10)

p＝pu+pv+pw＝iueu+ivev+iwew…(11)

在式(11)中代入式(5)～(10)并展开、整理，变为下式(12)的样子。并且，马达扭矩τ像式(13)那样表示。在瞬时功率的式(12)中，包含cos(6ωt+β)、cos(6ωt-β)及cos(6ωt+3β)的项是表示6倍的功率脉动的项。根据式(13)得知，由于该脉动分量而产生扭矩脉动。式(12)、(13)的{}内的第三项是源于5次谐波感应电压e5和基波电流i1的6倍的脉动分量，第四项是源于7次谐波感应电压e7和基波电流i1的6倍的脉动分量，第五项是源于3次谐波感应电压e3和3次谐波电流i3的6倍的脉动分量。该第五项中，当感应电压eu、ev、ew以及流至马达的电流iu、iv、iw中的各方包含3次谐波时，扭矩脉动增加。

[数式5]

在本实施方式中，通过将绕组的构成设为以下所说明那样的构成来抑制3次谐波感应电压e3所引起的扭矩脉动。另外，感应电压eu、ev、ew中是否包含谐波分量取决于永磁铁112在气隙中形成的磁通密度分布。

图8为说明3次谐波感应电压e3(eu3、ev3、ew3)的产生的图。在图8所示的构成中，电枢绕组121a、121b、121c为分布绕组，以与永磁铁112的n极与s极的极距相同的节距加以卷绕。线条l11表示磁通密度分布的基波分量，1周期以电角度计为360°。该基波分量是转换为马达的稳态扭矩或机械输出的分量。此外，线条l13表示磁通密度分布的3次谐波分量，1周期以电角度计为120°。如此，虽然n极与s极以180°极距等间隔排列，但磁通密度分布未变为正弦波而发生了畸变。

观察图8的u相电枢绕组121a，u相电枢绕组121a的节距(电角度180°)对应于3次谐波分量的1.5周期。磁通与u相电枢绕组121a交链，由此产生感应电压eu，但u相电枢绕组121a中的感应电压eu的大小、朝向因交链的磁通的相位而不同。

例如，观察以符号(u+)表示的u相电枢绕组121a与以符号(u-)表示的u相电枢绕组121a之间的电角度180°的范围的3次谐波分量(线条l13)，符号(u+)的位置到电角度60°的磁通密度与电角度60°的位置到电角度120°的位置的磁通密度的符号的方向相反。因此，这些部分对感应电压eu的贡献相抵消。在电角度180°的整个范围内来看，以磁链的形式留下半个周期(负的部分)。

当转子111从图8的状态起转动60°(电角度)时，以磁链的形式留下半个周期的正的部分，当进一步转动60°(电角度)时，返回至图8的状态。结果，产生周期120°的感应电压分量即3次谐波感应电压eu3。这是磁通密度分布的3次谐波分量所引起的感应电压的3次谐波分量。v相及w相的3次谐波感应电压ev3、ew3也是一样的。

为了谋求提高马达100的输出，像图3～5所示那样对逆变器施加电压重叠3次谐波而增大基波电压较为有效。但是，当因逆变器施加电压的3次谐波分量而使得3次电流i3流至马达100时，如式(13)所示，源于该电流i3和由磁通密度引起的3次谐波感应电压e3的扭矩脉动会增加。

图9为说明本实施方式中的定子结构的图。通过设为图9所示那样的绕组构成，即便在对逆变器施加电压重叠3次谐波电压来进行高输出驱动的情况下，也能抑制3次谐波电压所引起的扭矩脉动的产生。

在图9所示的绕组构成中，是以电枢绕组121a、121b、121c的节距变为极距的2/3的、2/3短节距绕法加以卷绕。在该构成中，绕组的节距为电角度120°，设定成与磁通密度分布的3次谐波分量的1周期相同。因此，即便转子111转动，电角度120°的范围内也始终包含3次谐波分量的1周期，正的部分与负的部分始终相抵消。

即，是以磁通密度分布的3次谐波分量与各相电枢绕组121a、121b、121c不发生交链的方式卷绕各相电枢绕组121a、121b、121c。因此，式(13)中的e3变为e3＝0，即便因对逆变器施加电压重叠3次谐波电压而使得3次谐波电流i3流至马达100，也不会产生6次扭矩脉动。

图10表示将本发明运用于2极3槽系集中绕法定子的情况。在2极3槽系集中绕法定子中，相对于磁极的1周期(电角度360°)而言，各相电枢绕组121a、121b、121c以电角度120°间隔配置。观察表示磁通密度分布的3次谐波分量的线条l13的施有影线的区域得知，在电角度120°的范围内，正的部分与负的部分相抵消。结果，式(13)的包含e3的项变为零，即便3次谐波分量的电流流至马达100，也不会产生源于3次谐波分量的电流的扭矩脉动。

(每极每相槽数为2的情况)

本实施方式也可以运用于每极每相的槽数为2以上的情况。图11为每极每相槽数为2的情况下的图，表示不运用本实施方式的情况。u相的相带122以电角度180节距进行配置。v相及w相的相带也与u相的情况一样。相带122的配置与图8的(u+)及(u-)的情况相同，由于与图8的情况相同，因此会产生由磁通密度分布的3次谐波分量引起的3次谐波感应电压。

结果，各相线圈中产生图12所示那样的感应电压eu、ev、ew。根据图12得知，感应电压eu、ev、ew不是正弦波。图13为表示感应电压的各次数的分量的图。感应电压中含有包括3次谐波在内的低次谐波分量。在图14所示那样的电流iu、iv、iw流到图11所示的定子结构的马达100的情况下，会表现出图15所示那样的扭矩波形。图16为表示图14所示的电流波形的分量的图。

图14的(a)表示电流iu、iv、iw为正弦波电流的情况，在该情况下，如图16的(a)所示，仅含有1次基波分量。另一方面，图14的(b)所示的电流iu、iv、iw表示包含基波分量和3次谐波分量的畸变波电流的情况，如图16的(b)所示，含有基波分量和3次谐波分量。观察图15的(a)、(b)的扭矩波形，与流通图14的(a)的正弦波电流的情况相比，流通图14的(b)的畸变波电流的情况下扭矩脉动增大。

图17为表示图15的扭矩波形中包含的分量的图。图17的(a)表示图15的(a)的扭矩波形的分量，图17的(b)表示图15的(b)的扭矩波形的分量。可知，平均扭矩在图17的(a)的情况和图17的(b)的情况下大体不变，流通包含3次谐波的畸变波电流的图17的(b)的情况下扭矩脉动增大。即，在流通正弦波电流的情况下，式(13)的{}内的第3项及第4项表现为6次分量，在流通包含3次谐波的畸变波电流的情况下，式(13)的{}内的第3项、第4项及第5项表现为6次分量，因此，在图17的(b)的情况下，扭矩脉动增大与包含第5项这一情况相应的程度。

另一方面，在本实施方式中，在每极每相槽数为2的情况下，采用图18那样的绕组构成代替图11的绕组构成。即，设为使相带122的配置与图9所示的配置相同、相带122的节距为电角度120°的2/3短节距绕组。通过设为这种绕组构成，3次谐波感应电压e3变为零，式(13)中包含e3的第5项变为零，从而能够降低扭矩脉动的6次分量。

图19为表示在图18所示的定子结构的情况下各相电枢绕组中产生的感应电压波形的一例的图。可知，各相的感应电压不是正弦波而是畸变波。图20表示图19所示的感应电压波形的各次数的分量。可知，虽然感应电压波形中含有低次谐波分量，但通过将相带122的节距设为电角度120°而不含3次谐波分量。

图21表示对图18所示的定子构成的马达流通图14所示的电流的情况下的扭矩波形。此外，图22为表示图21所示的扭矩波形的各次数分量的图。图21的(a)为图14的(a)的正弦波电流的情况下的扭矩波形。图21的(b)为图14的(b)的畸变波电流的情况下的扭矩波形，两扭矩波形大致相同。此外，参考图22的(a)、(b)可知，流通正弦波电流的情况和流通畸变波电流的情况下包含相同次数的分量，同一次数的分量的大小也大致相同。

其原因在于，在图18所示的定子结构的情况下，e3＝0，因此，当在表示瞬时功率及马达扭矩的式(12)、(13)中代入e3＝0时，正弦波电流的情况和畸变波电流的情况下变为相同公式。即，通过设为图18所示的定子结构，能够防止功率脉动分量的增加、扭矩脉动的恶化。

如以上所说明，在本实施方式中，通过将定子结构设为图9、10、18那样的构成而使3次谐波感应电压e3变为e3＝0，从而防止由i3和e3引起的扭矩脉动的产生。结果，在6线3相马达中，即便为了高输出化而将包含3次谐波电压的逆变器电压施加至马达，也能防止3次谐波电压所引起的扭矩脉动的产生，从而能在谋求高输出化的情况下实现低振动及低噪音。

并且，在定子结构为图9、10、18那样的构成的6线3相马达中，由于3次谐波感应电压e3变为e3＝0，因此，在施加正弦调制得到的逆变器施加电压的情况下，马达电流不会产生3次谐波电流，但在施加过调制得到的逆变器施加电压的情况下，会产生与逆变器施加电压的3次谐波分量v3相应的3次谐波电流。即，施加基于pwm信号的过调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量大于施加基于pwm信号的正弦调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量。

相对于此，在e3≠0的定子结构的情况下，即便在施加正弦调制得到的逆变器施加电压的情况下，也会产生3次谐波感应电压e3所引起的3次谐波电流。另一方面，在施加过调制得到的逆变器施加电压的情况下，根据式(1)所知，3次谐波电流的产生取决于感应电压的3次谐波分量e3和逆变器施加电压的3次谐波分量v3。因此，若e3与v3的相位一致，则相较于施加正弦调制电压的情况而言产生的3次谐波电流增大，但在相位相反的情况下会相互抵消，产生的3次谐波电流变小，有时还会变为零。即，在e3≠0的定子结构的情况下，施加过调制电压时的3次谐波电流未必会增大。

此外，在像图1所示的马达系统1那样，具备上述那样的构成的6线3相的马达100和将基于载波和信号波的pwm控制下的逆变器施加电压施加至马达100的逆变装置200的马达系统中，信号波包含具有比载波的振幅大的振幅的基波和3次谐波信号，且振幅为载波的振幅以下。

如此，可以通过对信号波重叠3次谐波来修正信号波的波高值，即便基波的调制率为1以上，也能像图3的(b)所示那样使信号波的振幅在载波的振幅以下，不会对pwm脉冲的生成造成障碍。

但是，重叠的3次谐波的大小还是会导致流至马达的电流中包含的3次谐波的大小发生变化，因此，为了抑制3次谐波电流所引起的铜损，3次谐波电流宜尽可能较少。只要信号波的最大值不大于载波的振幅，就能自由选择重叠至信号波的3次谐波的大小，因此，通过以信号波的振幅与载波的振幅相同的方式限制3次谐波的大小，能够抑制铜损的发生、防止效率恶化。

在像图9那样设为绕组的节距变为2/3(＝120°/180°)的分布绕组的情况或者像图10那样设为以2极3槽进行卷绕的集中绕组的情况下，虽然气隙磁通密度分布中包含3次谐波分量，但会在与绕组交链时相抵消，因此感应电压中不含3次谐波分量。因此，能够防止由i3和e3引起的扭矩脉动的产生。

再者，与2极3槽的集中绕组的情况一样，在4极3槽的集中绕组的情况下，也能做到感应电压中不含3次谐波分量。此外，在以相带进行卷绕的分布绕组的情况下，也可以通过像图18所示那样将节距设为2/3来做到感应电压中不含3次谐波分量。

对图9及图10所示的马达进行归纳如下。图9所示的马达为一种6线3相马达，具备：定子，其具有在相间独立卷绕的绕组；以及转子，其在周向上具有多个磁铁，绕组以绕组的节距变为2/3的分布绕法进行卷绕，并构成为施加基于pwm信号的过调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量大于施加基于pwm信号的正弦调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量。即，在以绕组节距变为2/3的分布绕法进行卷绕的情况下，因磁铁而产生的感应电压中不含3次谐波分量，因此，施加基于pwm信号的过调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量大于施加基于pwm信号的正弦调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量。

此外，图10所示的马达为一种6线3相马达，具备：定子，其具有在相间独立卷绕的绕组；以及转子，其在周向上具有多个磁铁，绕组以2极3槽或4极3槽进行卷绕的集中绕法进行卷绕，并构成为施加基于pwm信号的过调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量大于施加基于pwm信号的正弦调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量。即，在以2极3槽或4极3槽进行卷绕的集中绕法的绕组的情况下，因磁铁而产生的感应电压中不含3次谐波分量，因此，施加基于pwm信号的过调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量大于施加基于pwm信号的正弦调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量。

-第2实施方式-

在上述第1实施方式中，是通过将定子结构设为图9、10、18那样的构成而使3次谐波感应电压e3变为e3＝0、防止由e3和流至马达的3次谐波电流i3引起的扭矩脉动的产生。另一方面，在第2实施方式中，是通过在转子侧的结构上想办法来降低3次谐波感应电压e3、抑制由i3和e3引起的扭矩脉动。

图23为说明第2实施方式中的转子结构的图。再者，定子结构与图8所示的马达的定子结构相同，绕组以电角度180°的分布绕法进行卷绕。如前文所述，为了谋求提高马达的输出，对逆变器施加电压重叠3次谐波而增大基波电压较为有效。但是，当因逆变器施加电压中包含的3次谐波而使得3次谐波电流i3流至马达时，扭矩脉动会增加、振动和噪音会增加。

在图23所示的转子111中，在将永磁铁112的周向角度以电角度计设为θ°时，角度θ与极距的电角度180°的比(θ/180)称为极弧率。此外，邻接的2个永磁铁112之间的转子铁心114的部分114a称为辅助磁极。形成于转子111与定子110的气隙的磁通密度的分布是根据永磁铁112和辅助磁极114a而定。即，磁通密度分布取决于极弧率。

图24为表示气隙磁通密度(气隙中的磁通密度)的分布的一例的图。可知，气隙磁通密度不是正弦波，因永磁铁112的形状、装有电枢绕组的电枢槽的影响而含有谐波。

图25的(a)为表示气隙磁通密度分布中包含的基波(1次)分量及3次谐波分量根据极弧率如何变化的图，横轴表示极弧率。此外，图25的(b)为表示感应电压(无负载感应电压)与极弧率的关系的图。线条l21、l31表示基波分量，线条l23、l33表示3次谐波分量。

在图25所示的例子中，在θ＝0.6667(＝120°/180°)下，磁通密度分布的3次谐波分量以及3次谐波感应电压达到最小(＝0)。即，通过将极弧率设定为θ＝0.6667，能使扭矩脉动的产生相关的3次谐波感应电压e3变得最小。结果，即便逆变器施加电压中含有3次谐波分量，也能抑制3次谐波分量所引起的功率脉动及扭矩脉动的产生。

如以上所说明，在第2实施方式中，在像图23那样由永磁铁112和辅助磁极114a的构成决定气隙的磁通密度分布的构成中，通过将永磁铁112的极弧率θ设定为2/3，能够做到在感应电压中不含3次谐波感应电压e3。结果，能够抑制由马达电流的3次谐波分量i3和3次谐波感应电压e3引起的扭矩脉动的产生。

通过像本实施方式这样设定极弧率，能使3次谐波感应电压e3大致变为零。因此，在施加正弦调制得到的逆变器施加电压的情况下，马达电流中不会产生3次谐波电流，但在施加过调制得到的逆变器施加电压的情况下，会产生与逆变器施加电压的3次谐波分量v3相应的3次谐波电流。即，施加基于pwm信号的过调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量大于施加基于pwm信号的正弦调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量。

转子铁心114中设置的永磁铁112所产生的气隙磁通密度的分布可以通过包括上述极弧率在内的永磁铁112的形状、个数、配置等来加以变更。于是，通过对它们进行变更，能使磁通密度分布的3次谐波分量变为零、做到感应电压中不含3次谐波分量。作为决定气隙磁通密度的分布的要素(参数)，不限定于永磁铁112的形状、个数、配置。于是，通过对决定气隙磁通密度的分布的参数进行调整，能够做到感应电压中不含3次谐波分量。

对第2实施方式的马达进行归纳如下。像图23及图25那样构成的马达为一种6线3相马达，具备：定子，其具有在相间独立卷绕的绕组；以及转子，其在周向上具有多个磁铁，转子将磁铁的极弧率设为2/3，并构成为施加基于pwm信号的过调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量大于施加基于pwm信号的正弦调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量。即，在将磁铁的极弧率设为2/3的情况下，因磁铁而产生的感应电压中不含3次谐波分量，因此，施加基于pwm信号的过调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量大于施加基于pwm信号的正弦调制电压时的马达电流中的3次谐波电流分量。

再者，在第2实施方式中，定子结构设为与图8的情况相同，即便是这种定子结构，也通过利用转子侧的极弧率加以应对而做到了感应电压中不含3次谐波分量。但也可设为第1实施方式那样的定子结构、之后进而运用第2实施方式的转子构成。

上文中，对各种实施方式及变形例进行了说明，但本发明并不限定于这些内容。在本发明的技术思想的范围内思索的其他形态也包含在本发明的范围内。

符号说明

1马达系统

100马达

110定子

111转子

112永磁铁

121a、121b、121c电枢绕组

200逆变装置

203控制器

210逆变电路。