电动助力转向装置的制作方法

本发明涉及一种电动助力转向装置，其通过dq轴旋转坐标系对三相无刷电动机的驱动进行矢量控制，并且，基于电动机端子电压对逆变器的死区时间进行补偿，尤其在低负载、低速转向状态效果更大，实现了平稳并且没有转向音的辅助控制。

背景技术：

利用电动机的旋转力对车辆的转向机构施加转向辅助力(辅助力)的电动助力转向装置(eps)，将作为致动器的电动机的驱动力经由减速装置由诸如齿轮或皮带之类的传送机构，向转向轴或齿条轴施加转向辅助力。为了准确地产生转向辅助力的扭矩，这样的现有的电动助力转向装置进行电动机电流的反馈控制。反馈控制通过调整电动机外加电压，以便使转向辅助指令值(电流指令值)与电动机电流检测值之间的差变小，一般来说，通过调整pwm(脉冲宽度调制)控制的占空比(dutyratio)来进行电动机外加电压的调整。

参照图1对电动助力转向装置的一般结构进行说明。如图1所示，转向盘(方向盘)1的柱轴(转向轴或方向盘轴)2经过减速齿轮3、万向节4a和4b、齿轮齿条机构5、转向横拉杆6a和6b，再通过轮毂单元7a和7b，与转向车轮8l和8r连接。另外，在柱轴2上设有用于检测出转向盘1的转向角θ的转向角传感器14和用于检测出转向盘1的转向扭矩th的扭矩传感器10，用于对转向盘1的转向力进行辅助的电动机20通过减速齿轮3与柱轴2连接。电池13对用于控制电动助力转向装置的控制单元(ecu)30进行供电，并且，经过点火开关11，点火信号被输入到控制单元30中。控制单元30基于由扭矩传感器10检测出的转向扭矩th和由车速传感器12检测出的车速vs，进行辅助(转向辅助)指令的电流指令值的运算，由通过对运算出的电流指令值实施补偿等而得到的电压控制指令值vref来控制供应给电动机20的电流。此外，转向角传感器14并不是必须的，也可以不设置转向角传感器14，也可以从与电动机20相连接的诸如分解器之类的旋转传感器处获得转向角(电动机旋转角)θ。

另外，用于收发车辆的各种信息的can(controllerareanetwork，控制器局域网络)40被连接到控制单元30，车速vs也能够从can40处获得。此外，用于收发can40以外的通信、模拟/数字信号、电波等的非can41也可以被连接到控制单元30。

在这样的电动助力转向装置中，尽管控制单元30主要由cpu(centralprocessingunit，中央处理单元)(也包含mpu(microprocessorunit，微处理器单元)、mcu(microcontrollerunit，微控制器单元)等)来构成，但该cpu内部由程序执行的一般功能例如具有如图2所示的结构。

参照图2对控制单元30的功能以及动作进行说明。如图2所示，来自扭矩传感器10的转向扭矩th和来自车速传感器12的车速vs被输入到电流指令值运算单元31中。电流指令值运算单元31基于转向扭矩th和车速vs并利用辅助图(assistmap)等来运算出电流指令值iref1。运算出的电流指令值iref1在加法单元32a与来自用于改善特性的补偿单元34的补偿信号cm相加，相加后得到的电流指令值iref2在电流限制单元33中被限制了最大值，被限制了最大值的电流指令值irefm被输入到减法单元32b中以便在减法单元32b中对其和电动机电流检测值im进行减法运算。

pi(proportional-integral，比例积分)控制单元35对作为在减法单元32b中得到的减法结果的偏差δi(＝irefm－im)进行诸如pi之类的电流控制，经过电流控制后得到的电压控制指令值vref与调制信号(三角波载波)cf一起被输入到pwm控制单元36中以便运算出占空比指令值，通过已经运算出占空比指令值的pwm信号并且经过逆变器37来对电动机20进行pwm驱动。电动机电流检测器38检测出电动机20的电动机电流值im，由电动机电流检测器38检测出的电动机电流值im被反馈输入到减法单元32b中。

另外，补偿单元34先在加法单元344将检测出或估计出的自对准扭矩(sat)343与惯性补偿值342相加，然后在加法单元345将在加法单元344中得到的加法结果与收敛性控制值341相加，最后将在加法单元345中得到的加法结果作为补偿信号cm输入到加法单元32a以便实施特性改善。

近年来，作为电动助力转向装置的致动器，三相无刷电动机已经成为了主流，并且，因为电动助力转向装置为车载产品，所以其工作温度范围很广，从故障安全的角度来看，与以家用电器产品为代表的一般工业用逆变器相比，用于驱动电动机的逆变器需要较长的死区时间(工业用设备＜eps)。一般来说，因为当关断(off)开关元件(例如，fet(field-effecttransistor，场效应晶体管))的时候，存在延迟时间，所以如果同时进行上下桥臂的开关元件的关断/导通(off/on)切换的话，则会发生直流链路短路的状况，为了防止发生这种状况，设置上下桥臂的双方的开关元件处于关断(off)状态的时间(死区时间)。

其结果为，电流波形失真，并且，电流控制的响应性和转向感恶化。例如，当转向盘处于在中心(on-center)附近的状态缓慢地进行转向的时候，会产生起因于扭矩脉动等的不连续的转向感等。还有，因为在中、高速转向时所发生的电动机的反电动势和绕组之间的干扰电压会作为外部干扰而作用于电流控制，所以会使转向追随性和反向转向时的转向感变差。

“独立地设定作为三相无刷电动机的转子的坐标轴的用来控制扭矩的q轴和用来控制磁场强度的d轴，因为各个轴存在90°的关系，所以通过该矢量对相当于各个轴的电流(d轴电流指令值以及q轴电流指令值)进行控制”的矢量控制方式是已知的。

图3示出了通过矢量控制方式对三相无刷电动机100进行驱动控制的场合的结构示例。如图3所示，由电流指令值运算单元(未在图中示出)基于转向扭矩th、车速vs等运算出的两个轴的dq轴坐标系的d轴电流指令值id^*以及q轴电流指令值iq^*分别被输入到减法单元131d以及减法单元131q中，由减法单元131d以及减法单元131q求出的电流偏差δid^*以及δiq^*分别被输入到pi控制单元120d以及pi控制单元120q中。在pi控制单元120d以及pi控制单元120q中经过pi控制后得到的电压指令值vd以及vq分别被输入到减法单元141d以及加法单元141q中，由减法单元141d以及加法单元141q求出的指令电压δvd以及δvq被输入到dq轴/3相交流变换单元150中。在dq轴/3相交流变换单元150中被变换成3个相的电压指令值vu^*、vv^*以及vw^*被输入到pwm控制单元160中,通过基于运算出的3个相的占空比指令值(dutyu、dutyv、dutyw)的pwm信号upwm、vpwm以及wpwm，并且，经由“由如图4所示那样的上下桥臂的电桥结构来构成”的逆变器(逆变器外加电压vr)161来对电动机100进行驱动。上侧桥臂由作为开关元件的fetq1、q3以及q5来构成，下侧桥臂由fetq2、q4以及q6来构成。

电流检测器162检测出电动机100的3相电动机电流iu、iv以及iw，检测出的3相电动机电流iu、iv以及iw被输入到3相交流/dq轴变换单元130中，在3相交流/dq轴变换单元130中被变换成2个相的反馈电流id以及iq分别被减法输入到减法单元131d以及减法单元131q中，并且，还被输入到d-q解耦控制(decouplingcontrol)单元140中。来自d-q解耦控制单元140的2个相的电压vd1^*以及vq1^*分别被输入到减法单元141d以及加法单元141q中，减法单元141d以及加法单元141q分别计算出指令电压δvd以及δvq。指令电压δvd以及δvq被输入到dq轴/3相交流变换单元150中，经由pwm控制单元160以及逆变器161来对电动机100进行驱动。

还有，诸如分解器之类的旋转传感器被安装在电动机100上，用来对传感器信号进行处理的角度检测单元输出电动机旋转角θ以及电动机转速(旋转速度)ω。电动机旋转角θ被输入到dq轴/3相交流变换单元150以及3相交流/dq轴变换单元130中。还有，电动机转速ω被输入到d-q解耦控制单元140中。

这样的基于矢量控制方式的电动助力转向装置是用来对驾驶员的转向进行辅助的装置，并且，电动机的声音、振动和扭矩脉动等作为一种力的感觉经由转向盘被传递给驾驶员。作为用来驱动逆变器的功率器件，通常使用fet，在三相电动机的情况下，为了对电动机进行通电，如图4所示那样，针对每个相，需要使用上下桥臂的被串联起来的fet。尽管交替重复上下桥臂的fet的导通/关断(on/off)，但由于fet不是理想的开关，不可能按照栅极信号的指令来瞬时进行fet的on/off，所以需要导通时间和关断时间。因此，如果向上侧桥臂fet发出的导通指令(on指令)和向下侧桥臂fet发出的关断指令(off指令)同时被输入进来的话，则存在“上侧桥臂fet和下侧桥臂fet同时处于导通状态(on状态)，上下桥臂发生短路”的问题。因为fet的导通时间和关断时间有所不同，所以在同时向fet发出指令的情况下，在向上侧fet发出on指令，导通时间短(例如，100ns)的场合，fet立刻变成on状态，在即使向下侧fet发出off指令，但关断时间长(例如，400ns)的场合，fet不会立刻变成off状态，因此，可能会发生“瞬时上侧fet变成on状态，下侧fet变成on状态(例如，400ns－100ns间，on－on)”的现象。

因此，通过在经过了作为死区时间的所规定的时间之后，将on信号赋予给栅极驱动电路，这样就不会发生“上侧桥臂fet和下侧桥臂fet同时处于on状态”的现象。因为该死区时间为非线性，所以电流波形失真，控制的响应性能恶化，发生声音、振动和脉动。在柱轴助力式电动助力转向装置的场合，因为与通过转向盘和钢制的柱轴来进行连接的齿轮箱直接相连接的电动机的配置位置在结构上非常靠近驾驶员，所以与下游助力方式的电动助力转向装置相比，需要特别考虑起因于电动机的声音、振动和脉动等。

作为对逆变器的死区时间进行补偿的方法，在现有技术中，检测出发生死区时间的时刻，添加补偿值，通过电流控制的dq轴上的外部干扰观测器来对死区时间进行补偿。

例如，日本专利第4681453号公报(专利文献1)和日本特开2015-171251号公报(专利文献2)公开了用于对逆变器的死区时间进行补偿的电动助力转向装置。在专利文献1中，具备死区时间补偿电路，该死区时间补偿电路将电流指令值输入到包括电动机和逆变器在内的电流控制环路的参考模型电路中，基于电流指令值来生成模型电流，基于模型电流来对逆变器的死区时间的影响进行补偿。还有，在专利文献2中，具备用于对占空比指令值进行基于死区时间补偿值的补正的死区时间补偿单元，并且，具有基本补偿值运算单元和滤波器单元，其中，该基本补偿值运算单元基于电流指令值来运算出作为死区时间补偿值的基础值的基本补偿值，该滤波器单元对基本补偿值进行与lpf相对应的滤波处理。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第4681453号公报

专利文献2：日本特开2015-171251号公报

技术实现要素：

发明要解决的技术问题

专利文献1的装置为这样一种方式，即，计算出基于q轴电流指令值的大小的死区时间补偿量，使用3相电流参考模型，估计出补偿符号。在等于或小于所规定的固定值的情况下，补偿电路的输出值为与模型电流成比例的变化值；在等于或大于所规定的固定值的情况下，补偿电路的输出值为固定值与“与模型电流成比例的变化值”相加后得到的加法值。尽管基于电流指令来输出电压指令，但需要进行“用来决定用于输出所规定的固定值的滞后特性”的调节操作。

还有，因为专利文献2的装置在决定死区时间补偿值的时候，通过q轴电流指令值和对q轴电流指令值进行了低通滤波器处理后得到的补偿值来进行死区时间补偿，这样就会产生延迟，所以存在“会被输入到电动机中的最终的电压指令并不是用来操作死区时间补偿值的”的问题。

因为前馈类型的死区时间补偿(角度前馈类型、电流命令值模型类型)锁定电动机输出轴，通过专用软件使电流流向电动机，所以需要通过实际的机器来测定所需要的死区时间补偿量。还有，需要进行“使用电动机试验装置以恒定负载、恒定旋转使电动机单体旋转，通过相位调整和电流命令值来决定补偿符号”的调节阈值的操作。因为需要多次进行逆变器外加电压和电动机转速等的分配，所以要求减少调节操作。

还有，在前馈类型的死区时间补偿中，如果通过适当的补偿量，在适当的时刻，没有切换符号的话，则在零交叉附近和在低负载、低速转向时，会发生抖动(chattering)。因为进行“补偿量不适当”的死区时间补偿和“时刻不适当”的死区时间补偿，所以有可能因控制本身而引起抖动。在前馈类型的死区时间补偿中，为了抑制这样的抖动，需要进行诸如进行各种各样的改进、严格地切换补偿符号之类的非常细致的调节操作。

本发明是鉴于上述情况而完成的，本发明的目的在于提供一种基于矢量控制方式的电动助力转向装置，该电动助力转向装置不需要调节操作，能够理想地对逆变器的死区时间进行补偿，并且，改善电流波形的失真，提高电流控制的响应性，在低速转向时效果更大，能够抑制声音、振动和脉动。

解决技术问题的技术方案

本发明涉及一种基于矢量控制方式的电动助力转向装置，其将至少基于转向扭矩运算出的dq轴电流指令值变换成3个相的占空比指令值，通过pwm控制的逆变器对三相无刷电动机进行驱动控制，将辅助扭矩赋予给车辆的转向机构，本发明的上述目的可以通过下述这样来实现，即：基于3相电动机端子电压来估计出3相检测电压，从基于所述占空比指令值运算出的3相补正指令电压与所述3相检测电压之间的差分中估计出起因于所述逆变器的死区时间的损耗电压，通过将对所述损耗电压进行补偿后得到的死区时间补偿值反馈到所述dq轴电流指令值，以便进行所述逆变器的死区时间补偿；或，具备中点电压估计单元、3相检测电压计算单元、3相指令电压运算单元、3相损耗电压运算单元和死区时间补偿输出单元，所述中点电压估计单元基于3相电动机端子电压、电动机旋转角、电动机转速以及逆变器外加电压来估计出中点电压，所述3相检测电压计算单元基于所述中点电压以及所述3相电动机端子电压来计算出3相检测电压，所述3相指令电压运算单元基于所述3相占空比指令值以及所述逆变器外加电压来运算出3相指令电压，所述3相损耗电压运算单元从所述3相检测电压与所述3相指令电压之间的差分中估计出起因于所述逆变器的死区时间的损耗电压，所述死区时间补偿输出单元通过使由所述3相损耗电压运算单元运算出的3相损耗电压感应所述逆变器外加电压，并且，使其与所述电动机旋转角同步，来运算出dq轴死区时间补偿值，通过将所述dq轴死区时间补偿值反馈到所述dq轴电流指令值，以便进行所述逆变器的死区时间补偿。

还有，本发明的上述目的还可以通过下述这样来实现，即：具备第一3相交流/dq轴变换单元、3相指令电压运算单元、第二3相交流/dq轴变换单元、损耗电压运算单元和死区时间补偿输出单元，所述第一3相交流/dq轴变换单元以与电动机旋转角以及电动机转速同步的方式将检测出的3相电动机端子电压变换成dq轴检测电压，所述3相指令电压运算单元基于所述3相占空比指令值以及逆变器外加电压来运算出3相指令电压，所述第二3相交流/dq轴变换单元将所述3相指令电压变换成dq轴指令电压，所述损耗电压运算单元基于所述dq轴检测电压与所述dq轴指令电压之间的差分来运算出起因于所述逆变器的死区时间的dq轴损耗电压，所述死区时间补偿输出单元通过使所规定的增益与所述dq轴损耗电压相乘，并且，使乘法结果感应所述逆变器外加电压，来运算出限制了最大值的dq轴死区时间补偿值，通过将所述dq轴死区时间补偿值反馈到所述dq轴电流指令值，以便进行所述逆变器的死区时间补偿；或，具备3相交流/dq轴变换单元、电压比率补正运算单元、损耗电压运算单元和死区时间补偿输出单元，所述3相交流/dq轴变换单元以与电动机旋转角同步的方式将检测出的3相电动机端子电压变换成dq轴检测电压，所述电压比率补正运算单元基于所述dq轴电压指令值的比率来运算出dq轴指令电压，所述损耗电压运算单元基于所述dq轴指令电压与所述dq轴检测电压之间的差分来运算出起因于所述逆变器的死区时间的dq轴损耗电压，所述死区时间补偿输出单元通过使所规定的增益与所述dq轴损耗电压相乘，并且，使乘法结果感应所述逆变器外加电压，来运算出限制了最大值的dq轴死区时间补偿值，通过将所述dq轴死区时间补偿值反馈到所述dq轴电流指令值，以便进行所述逆变器的死区时间补偿。

还有，本发明涉及一种基于矢量控制方式的电动助力转向装置，其基于至少基于转向扭矩运算出的转向辅助指令值来计算出dq轴电流指令值，将所述dq轴电流指令值变换成3相占空比指令值，通过pwm控制的逆变器对三相无刷电动机进行驱动控制，将辅助扭矩赋予给车辆的转向机构，本发明的上述目的可以通过下述这样来实现，即：具备第一功能和第二功能，所述第一功能基于3相电动机端子电压来估计出3相检测电压，从基于所述3相占空比指令值运算出的3相指令电压与所述3相检测电压之间的差分中估计出起因于所述逆变器的死区时间的3相损耗电压，通过将对所述3相损耗电压进行补偿后得到的死区时间补偿值反馈到所述dq轴电流指令值，以便进行所述逆变器的死区时间补偿，所述第二功能基于电动机旋转角、逆变器外加电压、所述3相损耗电压以及所述转向电流指令值来运算出所述死区时间的补偿量，通过所述补偿量对所述3相损耗电压进行补正；或，具备中点电压估计单元、3相检测电压计算单元、3相指令电压运算单元、3相损耗电压运算单元、补偿量改善单元、运算单元和死区时间补偿输出单元，所述中点电压估计单元基于3相电动机端子电压、电动机旋转角、电动机转速以及逆变器外加电压来估计出中点电压，所述3相检测电压计算单元基于所述中点电压以及所述3相电动机端子电压来计算出3相检测电压，所述3相指令电压运算单元基于所述3相占空比指令值以及所述逆变器外加电压来运算出3相指令电压，所述3相损耗电压运算单元从所述3相检测电压与所述3相指令电压之间的差分中估计出起因于所述逆变器的死区时间的第一3相损耗电压，所述补偿量改善单元基于电动机旋转角、所述第一3相损耗电压、所述转向辅助指令值以及所述逆变器外加电压来运算出死区时间补偿量，所述运算单元通过所述死区时间补偿量对所述第一3相损耗电压进行补正，来运算出第二3相损耗电压，所述死区时间补偿输出单元通过使所述第二3相损耗电压感应所述逆变器外加电压，并且，使其与所述电动机旋转角同步，来运算出所述dq轴的死区时间补偿值，将运算出的所述dq轴的死区时间补偿值反馈到所述dq轴电流指令值。

发明的效果

根据本发明的电动助力转向装置，通过基于3相端子电压来估计出3相电压，基于3相占空比指令值和逆变器外加电压来运算出3相外加电压，获得差分，来计算出因死区时间补偿而损耗的损耗电压。将计算出的损耗电压作为补偿量，在因补偿量的中点补正、反电动势以及噪声等而发生了瞬变的差分电压的情况下，进行限制补偿量的处理，作为死区时间补偿值反馈到dq轴上的电压指令值，以便进行补偿。因为端子电压反馈类型的死区时间补偿通过计算来计算出一定程度的补偿量和适当的补偿符号，所以几乎不需要进行调节操作，还有，在低速转向区域，能够进行接近理想的补偿，从而能够补偿逆变器的死区时间，改善电流波形的失真，并且，提高电流控制的响应性。

与没有死区时间补偿的图23的电流波形相比，在应用了死区时间补偿的图24中，成为失真较少的电流波形，电动机变得能够平稳地旋转，从而能够抑制电动机的声音、振动和脉动。还有，因为将损耗电压变换到dq轴上，作为补偿值进行反馈，所以即使在dq轴上也可以进行死区时间补偿。

另外，因为自动计算出补偿符号以及补偿量，所以即使在转向盘处于在中心附近的状态的低负载、低速转向区域，也不会发生抖动，能够对死区时间进行补偿。即使在3相补偿波形不是矩形波的场合，因为进行自动计算，所以也能够进行补偿。

在本发明的端子电压反馈类型的死区时间补偿中，因为以几乎不需要进行调节操作的方式，在特定的转向区域，通过计算能够获得接近理想的补偿量和最适宜的补偿符号，所以与前馈类型的死区时间补偿相比，用于抑制抖动的发生的改进要少得多，并且，在零交叉附近和在低负载、低速转向区域，能够抑制风险(因控制本身而发生的抖动)，能够有效地进行死区时间补偿。

此外，在端子电压反馈类型的死区时间补偿中，在转向盘处于在中心附近的状态的低负载、低速转向区域，基于估计外加电压与检测电压之间的差，计算出通过专用软件测定出的补偿量的92～95％。还有，关于补偿符号，基于电压的差，也可以计算出适当的方向。在前馈类型的死区时间补偿中，需要预先通过专用软件来进行测定，并且通过电动机试验装置等来进行调节，但是在反馈类型的死区时间补偿中，不需要更新试验用的软件，同时也不需要通过试验装置来进行调节，就能够通过自动计算来获得一定程度的补偿量和补偿符号。

附图说明

图1是表示一般的电动助力转向装置的概要的结构图。

图2是表示电动助力转向装置的控制系统的结构示例的结构框图。

图3是表示矢量控制方式的结构示例的结构框图。

图4是表示一般的逆变器的结构示例的接线图。

图5是表示本发明的结构示例(第1实施方式)的结构框图。

图6是详细地表示本发明的死区时间补偿单元的结构示例的结构框图。

图7是表示中点电压估计单元的结构示例的结构框图。

图8是表示补正时刻判定单元以及补正值保持单元的详细示例的结构框图。

图9是表示补偿量限制单元的结构示例的结构框图。

图10是表示补偿量上限值的一个示例的特性图。

图11是表示空间矢量调制单元的结构示例的结构框图。

图12是表示空间矢量调制单元的动作示例的图。

图13是表示空间矢量调制单元的动作示例的图。

图14是表示空间矢量调制单元的动作示例的时间图。

图15是表示空间矢量调制的效果的波形图。

图16是表示本发明(第1实施方式)的效果的波形图。

图17是表示本发明(第1实施方式)的效果的波形图。

图18是表示本发明的结构示例(第2实施方式)的结构框图。

图19是表示补偿量限制单元的结构示例的结构框图。

图20是表示本发明(第2实施方式)的效果的波形图。

图21是表示本发明(第2实施方式)的效果的波形图。

图22是表示本发明的结构示例(第3实施方式)的结构框图。

图23是表示本发明(第3实施方式)的效果的波形图。

图24是表示本发明(第3实施方式)的效果的波形图。

图25是表示本发明的结构示例(第4实施方式)的结构框图。

图26是详细地表示第4实施方式的死区时间补偿单元的结构示例的结构框图。

图27是表示各相角度－死区时间补偿值函数单元的动作示例的图。

图28是表示逆变器外加电压感应增益运算单元的结构示例的结构框图。

图29是表示逆变器外加电压感应增益运算单元的特性示例的特性图。

图30是表示转向辅助指令值感应增益运算单元的特性示例的特性图。

图31是表示补偿量改善单元的效果示例(u相)的波形图。

图32是表示本发明(第4实施方式)的效果的波形图。

图33是表示本发明(第4实施方式)的效果的波形图。

图34是表示本发明的结构示例(第5实施方式)的结构框图。

图35是表示3相角度－死区时间补偿值函数单元的动作示例的图。

图36是表示dq轴角度－死区时间补偿值基准表的输出电压示例的特性图。

图37是表示本发明(第5实施方式)的效果的波形图。

图38是表示本发明(第5实施方式)的效果的波形图。

图39是本发明的补偿量改善单元的部分波形图。

图40是第5实施方式的补偿量改善单元的部分波形图。

图41是第5实施方式的补偿量改善单元的部分波形图。

图42是表示本发明(第5实施方式)的效果的波形图。

图43是表示本发明的结构示例(第6实施方式)的结构框图。

图44是表示本发明(第6实施方式)的效果的波形图。

图45是表示本发明(第6实施方式)的效果的波形图。

具体实施方式

本发明为了解决“因ecu的逆变器的死区时间的影响而导致产生电流失真、发生扭矩脉动、使转向音恶化等”的问题，通过基于3相端子电压来估计出3相电压，基于3相占空比指令值和逆变器外加电压来运算出3相指令电压，经由延迟模型来获得差分，来计算出因死区时间补偿而损耗的损耗电压。将计算出的3相损耗电压作为补偿量并对其进行适当的处理，作为死区时间补偿值反馈到dq轴上的电压指令值，以便进行补偿。还有，根据需要，针对计算出的dq轴损耗电压，生成用来进行基于电动机旋转角、q轴的转向辅助指令值以及逆变器外加电压的改善的死区时间补偿量，通过该死区时间补偿量对dq轴损耗电压进行补正以便进行补偿量的改善处理，通过经改善处理后得到的死区时间补偿值对逆变器的死区时间进行补偿。

另外，通过函数单元来形成理想的死区时间补偿值，通过将与补正前的死区时间补偿值之间的偏差与增益相乘来进行补正。在这种情况下，以没有延迟的方式对逆变器的死区时间进行补偿，能够改善电流波形的失真，并且提高电流控制的响应性。

本发明在从检测出的损耗电压中检测出超过了上限值的补偿量的情况下，就判断为起因于反电动势等的外部干扰，对补偿值进行限制，计算出起因于死区时间的损耗。还有，因为将运算出的损耗电压变换到dq轴上，作为死区时间补偿值进行反馈，所以即使在dq轴上也可以进行死区时间补偿。

下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

与图3相对应的图5示出了本发明(第1实施方式)的整体结构。如图5所示，设有用于运算出dq轴上的死区时间补偿值vd^*以及vq^*的死区时间补偿单元200。电动机旋转角θ以及电动机转速ω被输入到死区时间补偿单元200中，并且，由pwm控制单元160内的占空比指令值运算单元160a运算出的3相占空比指令值dutyu、dutyv、dutyw以及电动机100的3相电动机端子电压vu、vv、vw被输入到死区时间补偿单元200中。3相电动机端子电压vu、vv、vw分别经由用于消除高频噪声的低通滤波器(lpf)163u、163v、163w后被输入到死区时间补偿单元200中。还有，来自pwm控制单元160内的pwm控制电路160b的pwm信号(upwm、vpwm、wpwm)被输入到逆变器161中，被施加在逆变器161的逆变器外加电压vr被输入到死区时间补偿单元200中。

由电流指令值运算单元(未在图中示出)运算出的d轴电流指令值id^*以及q轴电流指令值iq^*分别被输入到减法单元131d以及减法单元131q中，减法单元131d以及减法单元131q分别运算出d轴电流指令值id^*以及q轴电流指令值iq^*与反馈电流id以及iq之间的电流偏差δid^*以及δiq^*。运算出的电流偏差δid^*被输入到pi控制单元120d中，运算出的电流偏差δiq^*被输入到pi控制单元120q中。经过pi控制后得到的d轴电压指令值vd以及q轴电压指令值vq分别被输入到加法单元121d以及加法单元121q中，与来自如后所述的死区时间补偿单元200的死区时间补偿值vd^*以及vq^*进行加法运算以便进行补偿，这些补偿后的电压值分别被输入到减法单元141d以及加法单元141q中。来自d-q解耦控制单元140的电压vd1^*被输入到减法单元141d中，在减法单元141d中得到的减法结果为电压指令值vd^**，还有，来自d-q解耦控制单元140的电压vq1^*被输入到加法单元141q中，在加法单元141q中得到的加法结果为电压指令值vq^**。对死区时间进行了补偿的电压指令值vd^**以及vq^**从dq轴的2相被变换成u相、v相、w相的3相，然后，被输入到用于叠加三次谐波的空间矢量调制单元300中。在空间矢量调制单元300中经过矢量调制后得到的3个相的电压指令值vu^*、vv^*以及vw^*被输入到pwm控制单元160中,与上述相同，经由pwm控制单元160以及逆变器161来对电动机100进行驱动控制。

接下来，对死区时间补偿单元200进行说明。

死区时间补偿单元200由减法单元201(201u、201v、201w)以及201、中点电压估计单元210、3相指令电压运算单元220、电压检测延迟模型230、增益单元240、补偿量限制单元250以及3相交流/dq轴变换单元260来构成。

其详细结构为图6。如图6所示，电动机旋转角θ被输入到中点电压估计单元210以及3相交流/dq轴变换单元260中，电动机转速ω被输入到中点电压估计单元210中。电动机端子电压vu、vv、vw分别经由lpf163u、163v、163w后，被输入到中点电压估计单元210以及减法单元201(201u、201v、201w)中。还有，来自pwm控制单元160内的占空比指令值运算单元160a的dutyu、dutyv、dutyw被输入到3相指令电压运算单元220中，逆变器外加电压vr被输入到中点电压估计单元210、3相指令电压运算单元220以及补偿量限制单元250中。

中点电压估计单元210通过逆变器外加电压vr来计算出中点电压的基准电压。详细为图7的结构。如图7所示，由于因硬件的结构、检测误差等的影响而导致中点电压发生偏移，所以基于逆变器外加电压vr与3相电动机端子电压vu、vv、vw之间的差分来进行补正。通过特定的电动机旋转角θ以及特定的电动机转速ω的条件，来调整用来进行补正的时刻。

也就是说，逆变器外加电压vr在减半单元211被减少了一半(vr/2)，减半值(vr/2)被加法输入到减法单元217以及减法单元218中。电动机端子电压vu、vv、vw被输入到加法单元216中以便对它们进行加法运算，加法结果(vu+vv+vw)在除法单元(1/3)212与1/3相乘，相乘后得到的电压“(vu+vv+vw)/3”被减法输入到减法单元217中。减法单元217从减半值vr/2中减去电压“(vu+vv+vw)/3”，并将减法结果vrna输入到补正值保持单元214中。补正时刻判定单元213基于电动机旋转角θ以及电动机转速ω来判定补正时刻，并将补正信号ct输入到补正值保持单元214中。补正量限制单元215基于由补正值保持单元214保持的电压vrnb来计算出补正量δvm。

补正时刻判定单元213以及补正值保持单元214的详细结构为图8所示的结构。如图8所示，补正时刻判定单元213由角度判定单元213－1、有效转速判定单元213－2以及and电路213－3来构成，还有，补正值保持单元214由切换单元214－1以及保持单元(z^-1)214－2来构成。

也就是说，电动机旋转角θ被输入到角度判定单元213－1中，角度判定单元213－1进行下述式1的判定。当式1成立的时候，角度判定单元213－1输出判定信号jd1。

式1

179[deg]＜θ＜180[deg]

在中点补正值的运算中，在将上述式1的时刻设定为补正条件的情况下，就能够准确地对零交叉点的电压值进行采样。在这一点以外，因为三次谐波被叠加在电动机端子电压上，所以检测不出更加准确的值。例如，在将按照式1的条件检测出的各个端子电压设定为vu＝6.83[v]、vv＝7.55[v]、vw＝5.94[v]，并且，将逆变器外加电压设定为13.52[v]的时候，(vu+vv+vw)/3＝6.77[v]和vr/2＝6.76[v]成立，从而vr/2≒(vu+vv+vw)/3成立，这样就成为接近中点电压的值。还有，在电动机转速ω大的情况下，因为电动机反电动势的影响变大的话，则采样精度下降，所以变得无法进行准确的补正运算。因此，有效转速判定单元213－2判定电动机转速ω是否等于或小于能够进行补正运算的有效转速ω0，当电动机转速ω等于或小于能够进行补正运算的有效转速ω0的时候，输出判定信号jd2。

式2

ω≦ω0

判定信号jd1以及jd2被输入到and电路213－3中，and电路213－3按照判定信号jd1以及jd2已经被输入的and条件来输出补正信号ct。补正信号ct作为切换信号被输入到补正值保持单元214内的切换单元214－1中，以便切换接点a和接点b。减法结果vrna被输入到接点a，输出电压vrnb经由保持单元(z^-1)214－2后被输入到接点b。补正值保持单元214为了到下一个时刻为止能够输出稳定的补正值，保持值。还有，补正量限制单元215在因噪声、反电动势、有关补正时刻的错误的判定等而导致补正量明显比平常大的情况下，就判断为该补正量不正确，从而将其限制在最大补正量。被限制在最大补正量的电压补正值δvm被输入到减法单元218中，减法单元218输出按照下述式3运算出的中点电压估计值vm。中点电压估计值vm被减法输入到减法单元201(201u、201v、201w)中。

式3

还有，3相占空比指令值dutyu、dutyv、dutyw以及逆变器外加电压vr被输入到3相指令电压运算单元220中，3相指令电压运算单元220基于3相占空比指令值dutyu、dutyv、dutyw以及逆变器外加电压vr，并且，使用下述式4，来计算出3相指令电压vin。3相指令电压vin被输入到电压检测延迟模型230中。此外，式4中的dutyref表示dutyu、dutyv、dutyw。

式4

中点电压估计值vm被减法输入到减法单元201(201u、201v、201w)中，还有。经由lpf163u、163v、163w之后的端子电压vu、vv、vw被减法输入到减法单元201(201u、201v、201w)中。减法单元201u、201v、201w按照下述式5，从3相端子电压vu、vv、vw中减去中点电压估计值vm。因此，运算出3相检测电压vdn(vdu、vdv、vdw)。3相检测电压vdn(vdu、vdv、vdw)被输入到作为3相损耗电压运算单元的减法单元202中。

式5

vdu＝vu-vm

vdv＝vv-vm

vdw＝vw-vm

在进行端子电压vu、vv、vw的检测的时候，会发生起因于ecu的噪声滤波器等的延迟。因此，在通过直接获得3相指令电压vin与3相检测电压vdn之间的差分来计算出损耗电压的情况下，会产生因相位差而造成的误差。为了解决这个问题，在本实施方式中，通过将诸如滤波器电路之类的硬件的检测延迟近似为一阶滤波器模型，以便改善相位差。本实施方式的电压检测延迟模型230为将t作为滤波器时间常数并且由下述式6来表示的一阶滤波器。还有，电压检测延迟模型230也可以为二阶或更高阶的滤波器的模型。

式6

来自电压检测延迟模型230的3相补正指令电压vinp被加法输入到减法单元202中，来自减法单元201的3相检测电压vdn被减法输入到减法单元202中，减法单元202通过从3相补正指令电压vinp中减去3相检测电压vdn来计算出3相损耗电压pla(vloss_n)。也就是说，减法单元202按照下述式7来进行运算。

式7

vloss_u＝vinu-vdu

vloss_v＝vinv-vdv

vloss_w＝vinw-vdw

3相损耗电压pla(vloss_n)在增益单元240与增益pg(例如，0.8)相乘，3相损耗电压pla(vloss_n)与增益pg相乘后得到的3相损耗电压plb被输入到补偿量限制单元250中。尽管基本上来说，没有必要对增益pg进行调整，但在诸如“与其他补偿器的一致性”、“实际车辆的调节”、“当ecu的零部件发生变化的时侯”之类的需要进行输出调整的场合，变更增益pg。

补偿量限制单元250感应逆变器外加电压vr，其详细结构为如图9所示的结构。也就是说，逆变器外加电压vr被输入到补偿量限制单元250内的补偿量上下限值运算单元251中，补偿量上下限值运算单元251按照图10所示的特性来运算出补偿量限制值dtca。补偿量限制值dtca具有这样的特性，即，到所规定的电压vr1为止，补偿量限制值dtca为一定的限制值dtca1，在从所规定的电压vr1到所规定的电压vr2(＞vr1)的范围，补偿量限制值dtca线性(或非线性)地增加，在等于或大于所规定的电压vr2的情况下，补偿量限制值dtca保持一定的限制值dtca2。补偿量限制值dtca被输入到切换单元252的接点a1以及比较单元255中，并且还被输入到反转单元254中。还有，3相损耗电压plb(vloss_u、vloss_v、vloss_w)被输入到比较单元255以及256中，并且还被输入到切换单元252的接点b1。还有，反转单元254的输出－dtca被输入到切换单元253的接点a2中。基于比较单元255的比较结果cp1来切换切换单元252的接点a1以及b1，基于比较单元256的比较结果cp2来切换切换单元253的接点a2以及b2。

比较单元255对补偿量限制值dtca和3相损耗电压plb进行比较，并且，按照下述式8来切换切换单元252的接点a1以及b1。还有，比较单元256对补偿量限制值－dtca和3相损耗电压plb进行比较，并且，按照下述式9来切换切换单元253的接点a2以及b2。

式8

当3相损耗电压plb≧补偿量上限值(dtca)的时候，切换单元252的接点a1处于on状态(切换单元253的接点b2＝dtca)

当3相损耗电压plb＜补偿量上限值(dtca)的时候，切换单元252的接点b1处于on状态(切换单元253的接点b2＝3相损耗电压plb)

式9

当3相损耗电压plb≦补偿量下限值(－dtca)的时候，切换单元253的接点a2处于on状态(死区时间补偿值dtc＝－dtca)

当3相损耗电压plb＞补偿量下限值(－dtca)的时候，切换单元253的接点b2处于on状态(死区时间补偿值dtc＝切换单元252的输出)

就这样，在本实施方式中，检测出电动机端子电压，估计出3相检测电压，并且，基于3相占空比指令值来运算出3相补正指令电压，然后，基于这些差分来计算出起因于逆变器的死区时间的损耗电压。在从计算出的损耗电压中检测出超过了上限值的补偿量的情况下，就判断为起因于反电动势等的外部干扰，对补偿值进行限制，计算出起因于死区时间的损耗。还有，通过将计算出的损耗电压变换到dq轴上，并且作为死区时间补偿值进行反馈，使得即使在dq轴上，也可以进行死区时间补偿。

接下来，对空间矢量调制进行说明。如图11所示，空间矢量调制单元300只要具有“将dq轴空间的2相电压(vd^**、vq^**)变换成3相电压(vua、vva、vwa)，并且，使三次谐波叠加在3相电压(vua、vva、vwa)上”的功能就可以了。例如，空间矢量调制单元300可以使用由本申请人以前提出的日本特开2017-70066号公报和日本专利申请号2015-239898中所记载的空间矢量调制的方法。

也就是说，空间矢量调制具有这样的功能，即，通过基于dq轴空间的电压指令值vd^**以及vq^**、电动机旋转角θ以及扇区号n(#1～#6)来进行如下所述的坐标变换，并且，将“用来对电桥结构的逆变器的fet(上侧桥臂q1、q3、q5和下侧桥臂q2、q4、q6)的on/off进行控制”并与扇区#1～#6相对应的开关模式s1～s6供应给电动机，以便对电动机的旋转进行控制。关于坐标变换，在空间矢量调制中，基于下述式10并且通过坐标变换，将电压指令值vd^**以及vq^**变换成α－β坐标系中的电压矢量vα以及vβ。还有，图12示出了被用于这个坐标变换的坐标轴与电动机旋转角θ之间的关系。

式10

还有，在d－q坐标系中的目标电压矢量与α－β坐标系中的目标电压矢量之间存在下述式11那样的关系，保持目标电压矢量v的绝对值。

式11

在空间矢量控制的开关模式中，根据fet(q1～q6)的开关模式s1～s6，并且，通过如图13的空间矢量图所示的8种离散基准电压矢量v0～v7(相位彼此相差π/3[rad]的非零电压矢量v1～v6和零电压矢量v0以及v7)，来定义逆变器的输出电压。还有，对这些基准输出电压矢量v0～v7的选择和它们的发生时间进行控制。另外，通过使用相邻的基准输出电压矢量所夹的6个区域，就能够将空间矢量划分为6个扇区#1～#6，目标电压矢量v属于扇区#1～#6中的某一个扇区，可以分配扇区号。基于目标电压矢量v的α－β坐标系中的旋转角γ，就能够求出“作为vα以及vβ的合成矢量的目标电压矢量v到底存在于在α－β空间中被分成正六边形的如图13所示那样的扇区中的哪一个扇区”。还有，旋转角γ作为电动机的旋转角θ与“通过d－q坐标系中的电压指令值vd^**与电压指令值vq^**之间的关系来获得”的相位δ的和，是通过γ＝θ+δ来决定的。

图14示出了“为了通过基于空间矢量控制的逆变器的开关模式s1、s3、s5的数字控制来使目标电压矢量v从逆变器输出，决定针对fet的on/off信号s1～s6(开关模式)中的开关脉冲宽度和该时刻”的基本时间图。还有，空间矢量调制在每个规定的采样周期ts，在采样周期ts内进行运算等，并且，在下一个采样周期ts将该运算结果变换成开关模式s1～s6中的开关脉冲宽度和该时刻并将它们输出。

空间矢量调制生成与基于目标电压矢量v求出的扇区号相对应的开关模式s1～s6。图14示出了在扇区号#1(n＝1)的场合的逆变器的fet的开关模式s1～s6的一个示例。信号s1、s3以及s5表示与上侧桥臂相对应的fetq1、q3、q5的栅极信号。横轴表示时间，ts为“与开关周期相对应，被划分为8个时间段，由t0/4、t1/2、t2/2、t0/4、t0/4、t0/4、t2/2、t1/2以及t0/4来构成”的周期。还有，时间段t1以及t2分别为依存于扇区号n以及旋转角γ的时间。

在没有空间矢量调制的情况下，“将本发明的死区时间补偿应用在dq轴上，只对死区时间补偿值进行了dq轴/3相变换”的死区时间补偿值波形(u相波形)成为像图15的虚线那样的去除了三次谐波分量的波形。v相以及w相也是同样的。通过应用空间矢量调制来替代dq轴/3相变换，这样就能够使三次谐波叠加在3相信号上，从而能够弥补因3相变换而失去的三次谐波分量，就能够生成像图15的实线那样的理想的死区时间补偿波形。

图16以及图17是表示本发明(第1实施方式)的效果的模拟结果，图16示出了没有死区时间的补偿的场合的u相电流、d轴电流以及q轴电流。通过应用本实施方式的死区时间补偿，就能够确认“在低速、低负载的转向操作状态，如图17所示，相电流以及dq轴电流的波形失真得到了改善(dq轴电流波形中的脉动很小，相电流波形接近正弦波)”，可以看到“转向时的扭矩脉动和转向音均得到了改善”。此外，在图16以及图17中，代表性地示出了u相电流。

接下来，参照图18对本发明的第2实施方式进行说明。

与图5相对应的图18示出了第2实施方式的整体结构。如图18所示，设有用于运算出dq轴上的死区时间补偿值vd^*以及vq^*的死区时间补偿单元200a。死区时间补偿单元200a与死区时间补偿单元200的不同点在于，死区时间补偿单元200a主要是对dq轴的2相进行处理，而死区时间补偿单元200主要是对3相进行处理。因此，在第2实施方式中，删除了第1实施方式的3相交流/dq轴变换单元260以及中点电压估计单元210，并且，新设置了3相交流/dq轴变换单元261以及262。

电动机110的端子电压vu、vv、vw分别经由用于消除噪声的lpf163u、163v、163w后被输入到3相交流/dq轴变换单元261中，在3相交流/dq轴变换单元261中与电动机旋转角θ同步后，被变换成dq轴检测电压vdn(vd、vq)。dq轴检测电压vdn(vd、vq)被减法输入到减法单元202中。还有，3相占空比指令值dutyu、dutyv、dutyw以及逆变器外加电压vr被输入到3相指令电压运算单元220中，3相指令电压运算单元220使用上述式4来运算出3相指令电压vin。3相指令电压vin被输入到3相交流/dq轴变换单元262中，与电动机旋转角θ同步后，被变换成dq轴指令电压vina，dq轴指令电压vina被输入到电压检测延迟模型230中。

第2实施方式的电压检测延迟模型230除了“是2相”这一点之外，其他的动作与第1实施方式完全相同，通过将第2实施方式的电压检测延迟模型230近似为如上述式6所示那样的一阶滤波器模型，以便改善相位差。来自电压检测延迟模型230的dq轴补正指令电压vinp被加法输入到作为损耗电压运算单元的减法单元202中，减法单元202通过从dq轴补正指令电压vinp中减去来自3相交流/dq轴变换单元261的dq轴指令电压vin，来计算出dq轴损耗电压pla(vloss_d、vloss_q)。也就是说，减法单元202按照下述式12来进行运算。

式12

vloss_d＝vind-vd

vloss_q＝vinq-vq

dq轴损耗电压pla(vloss_d、vloss_q)在增益单元240与增益pg(例如，0.8)相乘，dq轴损耗电压pla(vloss_d、vloss_q)与增益pg相乘后得到的dq轴损耗电压plb被输入到补偿量限制单元250中。尽管基本上来说，没有必要对增益pg进行调整，但在诸如“与其他补偿器的一致性”、“实际车辆的调节”、“当ecu的零部件发生变化的时侯”之类的需要进行输出调整的场合，变更增益pg。还有，第2实施方式的补偿量限制单元250除了“是2相”这一点之外，其他的结构以及动作与第1实施方式完全相同，如图19所示，2相的dq轴损耗电压plb(vloss_d、vloss_q)被输入到补偿量限制单元250中以便替代图9的3相损耗电压plb(vloss_u、vloss_v、vloss_w)。关于其他的结构，在图9和图19中都是相同的，本实施方式的补偿量限制单元250按照下述式13以及式13和图13的特性来输出死区时间补偿值vd^*以及vq^*，死区时间补偿值vd^*以及vq^*分别被输入到dq轴上的加法单元121d以及加法单元121q中。

式13

当dq轴损耗电压plb≧补偿量上限值(dtca)的时候，切换单元252的接点a1处于on状态(切换单元253的接点b2＝dtca)

当dq轴损耗电压plb＜补偿量上限值(dtca)的时候，切换单元252的接点b1处于on状态(切换单元253的接点b2＝dq轴损耗电压plb)

式14

当dq轴损耗电压plb≦补偿量下限值(－dtca)的时候，切换单元253的接点a2处于on状态(死区时间补偿值dtc＝－dtca)

当dq轴损耗电压plb＞补偿量下限值(－dtca)的时候，切换单元253的接点b2处于on状态(死区时间补偿值dtc＝切换单元252的输出)

就这样，在本实施方式中，检测出电动机端子电压，估计出dq轴检测电压，并且，基于3相占空比指令值来运算出dq轴补正指令电压，然后，基于这些差分来计算出起因于逆变器的死区时间的损耗电压。在从计算出的损耗电压中检测出超过了上限值的补偿量的情况下，就判断为起因于反电动势等的外部干扰，对补偿值进行限制，补偿起因于死区时间的损耗。还有，通过反馈“作为死区时间补偿值”的计算出的损耗电压，使得在dq轴上能够进行死区时间补偿。

图20以及图21是以u相为例表示了本发明(第2实施方式)的效果的模拟结果，图20示出了没有死区时间的补偿的场合的u相电流、d轴电流以及q轴电流。通过应用本实施方式的死区时间补偿，就能够确认“在低速、低负载的转向操作状态，如图21所示，相电流以及dq轴电流的波形失真得到了改善(dq轴电流波形中的脉动很小，相电流波形接近正弦波)”，可以看到“转向时的扭矩脉动和转向音均得到了改善”。

接下来，对本发明的第3实施方式进行说明。

与图18相对应的图22示出了第3实施方式的整体结构。如图22所示，设有用于运算出dq轴上的死区时间补偿值vd^*以及vq^*的死区时间补偿单元200b。死区时间补偿单元200b与第2实施方式相同，主要是对dq轴的2相进行处理，在第3实施方式中，删除了第2实施方式的3相交流/dq轴变换单元262以及3相指令电压运算单元220，并且，新设置了用于输入电压指令值vd^**以及vq^**的电压比率补正运算单元270。

电动机110的端子电压vu、vv、vw分别经由用于消除噪声的lpf163u、163v、163w后被输入到3相交流/dq轴变换单元261中，在3相交流/dq轴变换单元261中与电动机旋转角θ同步后，被变换成dq轴检测电压vdn(vd、vq)。dq轴检测电压vmdn(vd、vq)被减法输入到作为损耗电压检测单元的减法单元202中。d轴电压指令值vd^**以及q轴电压指令值vq^**被输入到电压比率补正运算单元270中，电压比率补正运算单元270将pwm_time作为pwm周期，将dt作为死区时间，使用下述式15来运算出dq轴指令电压vcomp(vcomp_d、vcomp_q)。dq轴指令电压vcomp(vcomp_d、vcomp_q)被输入到电压检测延迟模型230中。

式15

第3实施方式的电压检测延迟模型230的动作与第2实施方式完全相同，通过将第3实施方式的电压检测延迟模型230近似为如上述式6所示那样的一阶滤波器模型，以便改善相位差。来自电压检测延迟模型230的dq轴补正指令电压vinp(vind、vinq)被加法输入到作为损耗电压运算单元的减法单元202中，如上述式12所示那样，减法单元202通过从dq轴补正指令电压vinp中减去dq轴检测电压vdn，来计算出dq轴损耗电压pla(vloss_d、vloss_q)。与第2实施方式相同，dq轴损耗电压pla在增益单元240与增益pg相乘，补偿量限制单元250对相乘后得到的dq轴损耗电压plb进行上述式13以及式14的运算处理，输出死区时间补偿值vd^*以及vq^*。

就这样，在本实施方式中，检测出电动机端子电压，检测出dq轴检测电压，并且，基于dq轴电压指令值来运算出dq轴指令电压，然后还运算出dq轴补正指令电压，基于与dq轴检测电压之间的差分来计算出起因于逆变器的死区时间的损耗电压。在从计算出的损耗电压中检测出超过了上限值的补偿量的情况下，就判断为起因于反电动势等的外部干扰，对补偿值进行限制，补偿起因于死区时间的损耗。还有，通过反馈“作为死区时间补偿值”的计算出的损耗电压，使得在dq轴上能够进行死区时间补偿。

图23以及图24是以u相为例表示了本实施方式的效果的模拟结果，图23示出了没有死区时间的补偿的场合的u相电流、d轴电流以及q轴电流。通过应用本发明的死区时间补偿，就能够确认“在低速、低负载的转向操作状态，如图24所示，相电流以及dq轴电流的波形失真得到了改善(dq轴电流波形中的脉动很小，相电流波形接近正弦波)”，可以看到“转向时的扭矩脉动和转向音均得到了改善”。

接下来，对本发明的第4实施方式进行说明。

与图5相对应的图25示出了第4实施方式的整体结构。如图25所示，设有用于运算出dq轴上的死区时间补偿值vd^*以及vq^*的死区时间补偿单元200c。与第1实施方式的死区时间补偿单元200相比，在第4实施方式的死区时间补偿单元200c中新设置了补偿量改善单元280，其他的结构要素都是相同的。电动机旋转角θ、逆变器外加电压vr以及相当于图2的转向辅助指令值iref2的q轴的转向辅助指令值iqref被输入到补偿量改善单元280中，并且，来自减法单元202的3相损耗电压pla也被输入到补偿量改善单元280中。

死区时间补偿单元200c的详细结构为如图26所示的结构。还有，中点电压估计单元210具有图7的结构，其通过与上述相同的方法来估计出中点电压估计值vm。中点电压估计值vm被输入到减法单元201中，与电动机端子电压之间的差作为3相检测电压vdn被减法输入到减法单元202中。还有，第4实施方式的3相指令电压运算单元220和电压检测延迟模型230也与第1实施方式相同，来自电压检测延迟模型230的3相补正指令电压vinp被加法输入到减法单元202中，与3相检测电压vdn之间的偏差作为3相损耗电压pla被输入到补偿量改善单元280以及加法单元203中。

补偿量改善单元280、具有如图26所示的结构。如图26所示，补偿量改善单元280由死区时间补偿值函数单元281、减法单元282和增益单元283来构成，其中，死区时间补偿值函数单元281输入转向辅助指令值iqref、电动机旋转角θ以及逆变器外加电压vr，减法单元282求出作为来自死区时间补偿值函数单元281的补正用死区时间补偿值dtc与来自减法单元202的3相损耗电压pla之间的偏差的死区时间补偿值dtd，增益单元283将感应转向辅助指令值iqref的电流增益gi与死区时间补偿值dtd相乘，输出死区时间补偿量cr。

死区时间补偿值函数单元281由如在图27中详细地表示的“针对电动机旋转角θ，在电角度0～359[deg]的范围内，输出相位彼此相差120[deg]的矩形波的3相死区时间基准补偿值udt、vdt以及wdt”的u相角度－死区时间补偿值函数单元281fu、v相角度－死区时间补偿值函数单元281fv以及w相角度－死区时间补偿值函数单元281fw、“输出感应逆变器外加电压vr的电压感应增益gv”的逆变器外加电压感应增益运算单元281g、“通过使电压感应增益gv与3相死区时间基准补偿值udt、vdt以及wdt相乘，来输出3个相的死区时间补偿值udtc(＝gv·udt)、vdtc(＝gv·vdt)以及wdtc(＝gv·wdt)”的乘法单元281mu、乘法单元281mv以及乘法单元281mw和“判定出转向辅助指令值iqref的正负符号，输出用来进行补偿的正负符号pms”的补偿符号判定单元281s来构成。

角度－死区时间补偿值函数单元281fu、281fv以及281fw将3个相都需要的死区时间补偿值变换成基于角度的函数，在ecu中进行实时计算，输出死区时间基准补偿值udt、vdt以及wdt。死区时间基准补偿值的角度函数随ecu的死区时间的特性不同而不同。还有，因为最适宜的死区时间补偿量随逆变器外加电压vr而发生变化，所以在本实施方式中，运算出与逆变器外加电压vr相对应的死区时间补偿量，并且能够改变死区时间补偿量。还有，“输入逆变器外加电压vr，并且，输出电压感应增益gv”的逆变器外加电压感应增益运算单元281g具有如图28所示的结构。如图28所示，逆变器外加电压vr在输入限制单元281g－1中被限制了正负最大值，被限制了最大值的逆变器外加电压vr1被输入到逆变器外加电压/死区时间补偿增益变换表281g－2中。逆变器外加电压/死区时间补偿增益变换表281g－2的特性例如为如图29所示的特性。拐点的逆变器外加电压9.0v以及15.0v和电压感应增益“0.7”以及“1.2”仅仅是一个示例而已，可以对它们进行适当的变更。

与电压感应增益gv相乘后得到的时间基准补偿值udtc(＝gv·udt)、vdtc(＝gv·vdt)以及wdtc(＝gv·wdt)分别被输入到乘法单元281nu、乘法单元281nv以及乘法单元281nw中。还有，转向辅助指令值iqref被输入到补偿符号判定单元281s中，被判定出的正负符号pms被输入到乘法单元281nu、乘法单元281nv以及乘法单元281nw中。乘法单元281nu、乘法单元281nv以及乘法单元281nw通过将正负符号pms与死区时间补偿值udtc、vdtc、wdtc相乘，来运算出补正用死区时间基准补偿值dtc(udt、vdt、wdt)。

由死区时间补偿值函数单元281运算出的补正用死区时间基准补偿值dtc(udt、vdt、wdt)被加法输入到减法单元282中，来自减法单元202的各相损耗电压pla被减法输入到减法单元282中，减法单元282计算出作为偏差的死区时间补偿值dtd。死区时间补偿值dtd被输入到增益单元283中，增益单元283通过将感应转向辅助指令值iqref的电流增益gi与死区时间补偿值dtd相乘，来输出死区时间补偿量cr。

增益单元283针对转向辅助指令值iqref，例如，具有如图30所示的特性，与电流增益gi相乘后得到的死区时间补偿量cr被输入到加法单元203中，以便使其与3相损耗电压pla相加。与如上所述的第1实施方式相同，作为加法结果的经补正后的3相损耗电压plb(vloss_n)在增益单元240与增益pg相乘，与增益pg相乘后得到的各相损耗电压plb被输入到补偿量限制单元250中。

只有转向辅助指令值iqref(或其绝对值|iqref|)是与电流增益gi的感应动作有关的输入信号。在“转向辅助指令值iqref的符号发生变化”的零交叉附近的微小电流区域，不进行求出与理想之间的差分的补正的场合，精度高(因为转向辅助指令值iqref的抖动，从而导致容易发生错误的补正)。因此，如图30的示例所示那样，到某个一定的电流值(例如，0.25[a])为止，将电流增益gi设定为“0”，针对超过了一定值(0.25[a])的电流值，根据电流量，逐渐增加电流增益gi，在变成了等于或大于上限电流(例如，3.0[a])的情况下，将电流增益gi设定为一定值(例如，0.75[a])。

补偿量限制单元250感应逆变器外加电压vr，其结构为如图9所示的结构，补偿量限制单元250基于上述式8以及式9的判定，来输出死区时间补偿值dtc。死区时间补偿值dtc被输入到3相交流/dq轴变换单元260中，与电动机角度θ同步后，被变换成2相的死区时间补偿值vd^*以及vq^*。

就这样，在本实施方式中，检测出电动机端子电压，估计出3相检测电压，并且，基于3相占空比指令值来运算出3相指令电压，然后还运算出3相补正指令电压，基于与3相检测电压之间的差分来计算出起因于逆变器的死区时间的损耗电压，然后，通过死区时间补偿量cr对计算出的损耗电压进行补正。在从补正后的损耗电压中检测出超过了上限值的补偿量的情况下，就判断为起因于反电动势等的外部干扰，对补偿值进行限制，计算出起因于死区时间的损耗。还有，通过将计算出的损耗电压变换到dq轴上，并且作为死区时间补偿值进行反馈，使得即使在dq轴上，也可以进行死区时间补偿。

在这里，图31(a)～图31(d)示出了补偿量改善单元280的各个单元的波形示例，从这些图中可以看出，被补正为接近理想的死区时间补偿波形的形状，并且，减少了转向时的扭矩脉动。也就是说，图31(a)示出了各相损耗电压pla的波形，与如图31(b)所示的理想的死区时间补偿值dtc之间的偏差成为如图31(c)所示的波形(死区时间补偿值dtd。通过使感应转向辅助指令值iqref的电流增益gi与死区时间补偿值dtd相乘，并且，使乘法结果与各相损耗电压pla相加，就能够获得如图31(d)所示那样的接近理想形状的死区时间补偿波形。此外，尽管在图31中仅仅示出了u相的各种波形，但对于其他的相来说，也是相同的。

图32以及图33是以u相为例表示了第4实施方式的效果的“基于模拟了实际车辆的试验台试验装置”的结果，图32示出了没有死区时间的补偿的场合的u相电流、d轴电流以及q轴电流。通过应用本实施方式的死区时间补偿，就能够确认“在低速、低负载的转向操作状态，如图33所示，相电流以及dq轴电流的波形失真得到了改善(dq轴电流波形中的脉动很小，相电流波形接近正弦波)”，可以看到“转向时的扭矩脉动和转向音均得到了改善”。

接下来，对本发明的第5实施方式进行说明。

在如上所述的第2实施方式中，检测出电动机端子电压，估计出dq轴检测电压，并且，基于3相占空比指令值来运算出dq轴指令电压，还运算出dq轴补正指令电压，然后，基于dq轴补正指令电压与dq轴检测电压之间的差分来计算出起因于逆变器的死区时间的损耗电压。在从计算出的损耗电压中检测出超过了上限值的补偿量的情况下，就判断为起因于反电动势等的外部干扰，对补偿值进行限制，补偿起因于死区时间的损耗。还有，通过反馈“作为死区时间补偿值”的计算出的损耗电压，使得在dq轴上能够进行死区时间补偿。

然而，在第2实施方式中，因为从检测出起因于死区时间的损耗电压到反映出该损耗电压，存在延迟，所以比被认为是理想的补偿量要少一些，从而，在第5实施方式的死区时间补偿单元200d中，如图34所示那样，在图18的结构中追加了对在第4实施方式中进行了说明的补偿量改善单元280进行了2相化后得到的补偿量改善单元280a。也就是说，本实施方式的补偿量改善单元280a由dq轴死区时间补偿理想模型281a、减法单元282和增益单元283来构成，其中，dq轴死区时间补偿理想模型281a基于相当于图2的转向辅助指令值iref2的q轴的转向辅助指令值iqref、电动机旋转角θ以及逆变器外加电压vr来输出理想的死区时间补偿值dtc，减法单元282计算出死区时间补偿值dtc与dq轴损耗电压pla之间的偏差dtd，增益单元283基于转向辅助指令值iqref来使偏差dtd与电流增益gi相乘。来自增益单元283的改善补偿量cr在加法单元203中与dq轴损耗电压pla相加以便进行返回补正，补正后得到的补偿量pla1被输入到增益单元240中。

dq轴死区时间补偿理想模型281a使用“用于输出基于角度的死区时间补偿值”的函数，被变换成如图35所示那样的输出波形的dq轴死区时间补偿值dtd以及dtq。基于图35的dq轴输出波形，来生成基于电动机旋转角(θ)输入的角度－死区时间补偿值基准表281－2d以及281－2q。死区时间补偿值基准表281－2d如图36(a)所示那样，针对电动机旋转角θ(相位调整后的电动机旋转角θm)，具有锯齿波形的输出电压特性(d轴死区时间基准补偿值)。还有，死区时间补偿值基准表281－2q如图36(b)所示那样，具有加上了偏移电压的波纹状波形的输出电压特性(q轴死区时间基准补偿值)。

来自dq轴死区时间补偿理想模型281a的死区时间补偿值dtc被输入到减法单元282中，减法单元282计算出死区时间补偿值dtc与dq轴损耗电压pla之间的偏差dtd(＝dtc-pla)。偏差dtd被输入到增益单元283中，增益单元283使偏差dtd与通过如图30所示那样的特性以转向辅助指令值iqref为参数的电流增益gi相乘，并且，输出作为死区时间补偿量cr的相乘后得到的乘法结果。增益单元283的特性与在第4实施方式中进行了说明的特性相同。也就是说，因为在“转向辅助指令值iqref的符号发生变化”的零交叉附近的微小电流区域，不进行补正的场合，精度高，所以增益单元283的特性为这样一种特性，即，如图30所示那样，到某个一定的转向辅助指令值iqref为止，将电流增益gi设定为“0”，针对超过了一定值的转向辅助指令值iqref，根据电流量，逐渐增加电流增益gi，在变成了等于或大于上限电流的情况下，将电流增益gi设定为一定值。以后的动作与图22相同。

图37以及图38示出了以u相为例的基于模拟了实际车辆的试验台试验装置的效果，图37示出了没有死区时间的补偿的场合的u相电流、d轴电流以及q轴电流。通过应用本实施方式的死区时间补偿，就能够确认“在低速、低负载的转向操作状态，如图38所示，相电流以及dq轴电流的波形失真得到了改善(dq轴电流波形中的脉动很小，相电流波形接近正弦波)”，可以看到“转向时的扭矩脉动和转向音均得到了改善”。

还有，通过图39～图42，对补偿量改善单元280a的各个单元的波形示例进行说明。图39示出了dq轴损耗电压pla的波形示例，图40示出了从dq轴死区时间补偿理想模型281a中输出的死区时间补偿值dtc。还有，图41是由减法单元282计算出的偏差dtd的波形示例，图42是在加法单元203中进行补正后得到的死区时间补偿量pla1的波形示例。从这些波形图可知，通过添加了补正运算，与补正前的图39的波形相比，补正后的图42的波形被补正为接近理想的死区时间补偿波形的波形。

接下来，对本发明的第6实施方式进行说明。

在如上所述的第3实施方式中，检测出电动机端子电压，检测出dq轴检测电压vdn，并且，基于dq轴电压指令值vd^**以及vq^**来运算出dq轴补正指令电压vind以及vinq，基于dq轴补正指令电压vind以及vinq与dq轴检测电压vdd以及vdq之间的差分来计算出起因于逆变器的死区时间的损耗电压pla。在从计算出的损耗电压pla中检测出超过了上限值的补偿量的情况下，就判断为起因于反电动势等的外部干扰，对补偿值进行限制，补偿起因于死区时间的损耗。还有，通过反馈“作为死区时间补偿值”的计算出的损耗电压，使得在dq轴上能够进行死区时间补偿。

然而，在第3实施方式中，因为从检测出起因于死区时间的损耗电压到反映出该损耗电压，存在延迟，所以比被认为是理想的补偿量要少一些，从而，在第6实施方式的死区时间补偿单元200e中，如图43所示那样，在图22的结构中追加了对在第4实施方式中进行了说明的补偿量改善单元280进行了2相化后得到的补偿量改善单元280a，也就是说，在图22的结构中追加了在第5实施方式中进行了说明的补偿量改善单元280a。

第6实施方式的补偿量改善单元280a的结构以及动作与在第5实施方式中进行了说明的补偿量改善单元280a的结构以及动作完全相同。在第6实施方式的补偿量改善单元280a中，来自dq轴死区时间补偿理想模型281a的死区时间补偿值dtc被输入到减法单元282中，减法单元282计算出死区时间补偿值dtc与dq轴损耗电压pla之间的偏差dtd(＝dtc-pla)。偏差dtd被输入到增益单元283中，增益单元283使偏差dtd与通过如图30所示那样的特性以转向辅助指令值iqref为参数的电流增益gi相乘，并且，输出作为死区时间补偿量cr的相乘后得到的乘法结果。以后的动作与图22相同。因为在“转向辅助指令值iqref的符号发生变化”的零交叉附近的微小电流区域，不进行补正的场合，精度高，所以增益单元283的特性为这样一种特性，即，如图30所示那样，到某个一定的转向辅助指令值iqref为止，将电流增益gi设定为“0”，针对超过了一定值的转向辅助指令值iqref，根据电流量，逐渐增加电流增益gi，在变成了等于或大于上限电流的情况下，将电流增益gi设定为一定值。

图44以及图45示出了基于模拟了实际车辆的试验台试验装置的效果，图44示出了没有死区时间的补偿的场合的u相电流、d轴电流以及q轴电流。通过应用本实施方式的死区时间补偿，就能够确认“在低速、低负载的转向操作状态，如图45所示，相电流以及dq轴电流的波形失真得到了改善(dq轴电流波形中的脉动很小，相电流波形接近正弦波)”，可以看到“转向时的扭矩脉动和转向音均得到了改善”。

附图标记说明

1转向盘(方向盘)

2柱轴(转向轴或方向盘轴)

20、100电动机

30控制单元(ecu)

31电流指令值运算单元

35、203、204pi控制单元

36、160pwm控制单元

37、161逆变器

110角度检测单元

1303相交流/dq轴变换单元

140d-q解耦控制单元

200、200a、200b、200c、200d、200e死区时间补偿单元

210中点电压估计单元

2203相指令电压运算单元

230电压检测延迟模型

240、283增益单元

250补偿量限制单元

260、261、2623相交流/dq轴变换单元

270电压比率补正运算单元

280、280a补偿量改善单元

281死区时间补偿值函数单元

281adq轴死区时间补偿理想模型

300空间矢量调制单元

3012相/3相变换单元

302三次谐波叠加单元