马达控制方法、马达控制系统以及电动助力转向系统与流程

本发明涉及马达控制方法、马达控制系统以及电动助力转向系统。

背景技术：

近年来，电驱动系统广泛应用于各种应用领域。作为电驱动系统，例如能够举出马达控制系统。马达控制系统例如使用矢量控制而对电动马达(以下，记作“马达”)进行控制。在矢量控制中具有例如使用电流传感器和位置传感器的方式(以下，称为“传感器控制”)和仅使用电流传感器的方式(以下，称为“无传感器控制”)。在传感器控制中，根据位置传感器的测定值来计算转子的位置(以下，称为“转子角”)。另一方面，在无传感器控制中，根据由电流传感器测定的电流等来推定转子角。

矢量控制通常需要扭矩信息。例如，能够根据马达的扭矩角来运算扭矩。特别是，在无传感器控制中，期求根据扭矩角来推定转子角。这样，要想提高矢量控制的精度，准确地取得扭矩角是不可或缺的。例如，公知在传感器控制中能够使用dq旋转坐标系中的变量来运算扭矩角。扭矩角也被称为负载角。

专利文献1公开了使用所谓的观测器来推定扭矩角的无传感器控制。具体而言，观测器根据由电流传感器测定出的电流值来推定转子角，进而根据推定出的转子角来推定反馈扭矩角。专利文献2公开了根据扭矩的推定值来求取扭矩角的运算式。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特表2007-525137号公报

专利文献2：中国专利申请公开第103684169号说明书

非专利文献

非专利文献1：ghaderi,ahmad,andtsuyoshihanamoto.“wide-speed-rangesensorlessvectorcontrolofsynchronousreluctancemotorsbasedonextendedprogrammablecascadedlow-passfilters.ieeetransactionsonindustrialelectronics,vol.58,no.6,(june2011),p.2322-2333.

技术实现要素：

发明要解决的课题

在传感器控制中使用的基于dq旋转坐标系中的变量的扭矩角的运算有时无法适用于无传感器控制。其理由如下。dq旋转坐标系是与转子一同旋转的旋转坐标系，是根据转子角和旋转速度而设定的坐标系。另一方面，在无传感器控制中，有时转子角的推定需要扭矩角。在该情况下，在无传感器控制中，期望不依赖于dq旋转坐标系的变量来求取扭矩角的方法。

在无传感器控制中，专利文献1所公开那样的使用观测器的扭矩角的推定通常需要与马达相关的各种参数(例如，电枢电感和电抗)，并且受到它们的强烈影响。例如，像在非专利文献1中所提及那样，使用观测器的推定尤其强烈地依赖于初始值和噪声协方差矩阵。其结果为，如果错误地选择这些值和矩阵，则可能会使马达控制不稳定。此外，基于观测器的推定需要更复杂的运算。因此，产生对计算机而言运算负载增大这一问题。出于以上的理由，期望在无传感器控制中不特别需要复杂的运算的、用于推定扭矩角的方法。

本发明的实施方式提供在无传感器控制中能够不依赖于dq旋转坐标系中的变量而推定扭矩角的新颖的马达控制方法、马达控制系统以及具有该马达控制系统的电动助力转向系统。

用于解决课题的手段

本发明的例示的马达控制方法对表面磁铁型马达进行控制，其中，该马达控制方法包含以下步骤：获得基于以αβ固定坐标系或dq旋转坐标系为基准的相量表示的电枢磁通、合成磁通、定子电流和定子电压；运算所述定子电流与所述定子电压之间的角度φ；根据式子(1)来运算扭矩角δ，

其中，ψa表示所述电枢磁通的大小，ψs表示所述合成磁通的大小；以及根据所述扭矩角δ来控制所述表面磁铁型马达。

本发明的例示的另一马达控制方法对表面磁铁型马达进行控制，其中，该马达控制方法包含以下步骤：获得基于以αβ固定坐标系或dq旋转坐标系为基准的相量表示的合成磁通、定子电流和定子电压；运算所述定子电流与所述定子电压之间的角度φ；根据式子(2)来运算扭矩角δ，

其中，l是电枢电感，ψs表示所述合成磁通的大小，is表示所述定子电流的大小；以及根据所述扭矩角δ来控制所述表面磁铁型马达。

本发明的例示的马达控制系统具有：表面磁铁型马达；以及控制电路，其控制所述表面磁铁型马达，所述控制电路获得基于以αβ固定坐标系或dq旋转坐标系为基准的相量表示的电枢磁通、合成磁通、定子电流以及定子电压，运算所述定子电流与所述定子电压之间的角度φ，根据式子(3)来运算扭矩角δ，

其中，ψa表示所述电枢磁通的大小，ψs表示所述合成磁通的大小，根据所述扭矩角δ来控制所述表面磁铁型马达。

本发明的例示的另一马达控制系统具有：表面磁铁型马达；以及控制电路，其控制所述表面磁铁型马达，所述控制电路获得基于以αβ固定坐标系或dq旋转坐标系为基准的相量表示的合成磁通、定子电流以及定子电压，运算所述定子电流与所述定子电压之间的角度φ，根据式子(4)来运算扭矩角δ，

其中，l是电枢电感，ψs表示所述合成磁通的大小，is表示所述定子电流的大小，根据所述扭矩角δ来控制所述表面磁铁型马达。

发明效果

根据本发明的例示的实施方式，提供能够在无传感器控制中不依赖于dq旋转坐标系中的变量而求取扭矩角的新颖的马达控制方法、马达控制系统以及具有该马达控制系统的电动助力转向系统。

附图说明

图1是示出实施方式1的马达控制系统1000的硬件块的框图。

图2是示出实施方式1的马达控制系统1000中的逆变器300的硬件结构的框图。

图3是示出实施方式1的变形例的马达控制系统1000的硬件块的框图。

图4是示出控制器100的功能块的功能框图。

图5是表示变量is、ψs、φ以及vs的相量图。

图6是表示αβ固定坐标系或dq旋转坐标系中的合成磁通ψs的相量图。

图7是表示转子磁通ψm、电枢磁通ψa以及合成磁通ψs的相量图。

图8是示出规定的期间内的扭矩的波形(上)、三相电流的波形(中间)以及三相电压的波形(下)的曲线图。

图9是示出使用本发明的运算式而推定出的规定的期间内的扭矩角(度)、以及扭矩角的实测值的波形的曲线图。

图10是示出第二实施方式的eps系统2000的典型结构的示意图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的马达控制方法、马达控制系统以及具有该马达控制系统的电动助力转向系统的实施方式进行详细说明。但是，为了避免以下的说明不必要地冗长、使本领域技术人员容易理解，有时省略过度详细的说明。例如，有时省略对已知的事项的详细说明或对实质上相同的结构的重复说明。

(实施方式1)

[马达控制系统1000的结构]

图1示意性地示出本实施方式的马达控制系统1000的硬件块。

典型地，马达控制系统1000具有马达m、控制器(控制电路)100、驱动电路200、逆变器(也被称为“逆变电路”)300、多个电流传感器400、模拟数字转换电路(以下，记作“ad转换器”)500以及rom(readonlymemory：只读存储器)600。马达控制系统1000被模块化，例如能够作为具有马达、传感器、驱动器以及控制器的马达模块而被制造和销售。在本说明书中，以具有马达m作为结构要素的系统为例对马达控制系统1000进行说明。但是，马达控制系统1000也可以是不具备马达m作为结构要素的用于对马达m进行驱动的系统。

马达m是表面磁铁型(spm)马达，例如是表面磁铁型同步马达(spmsm)。马达m例如具有三相(u相、v相以及w相)的绕组(未图示)。三相的绕组与逆变器300电连接。不限于三相马达，五相、七相等多相马达也属于本发明的范畴。在本说明书中，以控制三相马达的马达控制系统为例对本发明的实施方式进行说明。

控制器100例如是微控制单元(mcu)。或者，控制器100例如也能够由组装有cpu内核的现场可编程门阵列(fpga)来实现。

控制器100对马达控制系统1000的整体进行控制，例如通过矢量控制而对马达m的扭矩和旋转速度进行控制。不限于矢量控制，马达m也能够通过其他闭环控制来进行控制。旋转速度是用转子在单位时间(例如1分钟)内旋转的转数(rpm)或转子在单位时间(例如1秒钟)内旋转的转数(rps)来表示的。矢量控制是将在马达中流动的电流分解为有助于产生扭矩的电流分量和有助于产生磁通的电流分量并对相互正交的各电流分量进行独立控制的方法。控制器100例如根据由多个电流传感器400测定出的实际电流值和基于实际电流值而推定出的转子角等来设定目标电流值。控制器100根据该目标电流值而生成pwm(pulsewidthmodulation：脉冲调制)信号并输出给驱动电路200。

驱动电路200例如是栅极驱动器。驱动电路200根据从控制器100输出的pwm信号而生成对逆变器300中的开关元件的开关动作进行控制的控制信号。如后所述，驱动电路200也可以安装于控制器100。

逆变器300例如将从直流电源(未图示)提供的直流电力转换为交流电力，利用转换后的交流电力来驱动马达m。例如，逆变器300根据从驱动电路200输出的控制信号，将直流电力转换为u相、v相以及w相的作为伪正弦波的三相交流电力。利用该转换后的三相交流电力来驱动马达m。

多个电流传感器400具有至少两个电流传感器，该至少两个电流传感器检测在马达m的u相、v相以及w相的绕组中流动的至少两个电流。在本实施方式中，多个电流传感器400具有检测在u相和v相中流动的电流的两个电流传感器400a、400b(参照图2)。当然，多个电流传感器400也可以具有检测在u相、v相以及w相的绕组中流动的三个电流的三个电流传感器，也可以具有例如检测在v相和w相中流动的电流或在w相和u相中流动的电流的两个电流传感器。电流传感器例如具有分流电阻以及检测在分流电阻中流动的电流的电流检测电路(未图示)。分流电阻的电阻值例如为0.1ω左右。

ad转换器500对从多个电流传感器400输出的模拟信号进行采样并将其转换为数字信号，将该转换后的数字信号输出给控制器100。也可以由控制器100进行ad转换。在该情况下，多个电流传感器400将模拟信号直接输出给控制器100。

rom600例如是可写入的存储器(例如prom)、可改写的存储器(例如闪存)或读出专用的存储器。rom600保存控制程序，该控制程序具有用于使控制器100控制马达m的命令组。例如，控制程序在启动时在ram(未图示)中被暂时展开。rom600无需外置于控制器100，也可以搭载于控制器100。搭载有rom600的控制器100例如可以是上述的mcu。

参照图2对逆变器300的硬件结构进行详细说明。

图2示意性地示出本实施方式的马达控制系统1000中的逆变器300的硬件结构。

逆变器300具有三个低侧开关元件和三个高侧开关元件。图示的开关元件sw_l1、sw_l2以及sw_l3是低侧开关元件，开关元件sw_h1、sw_h2以及sw_h3是高侧开关元件。作为开关元件，例如能够使用场效应晶体管(fet，典型地为mosfet)或绝缘栅双极晶体管等(igbt)等半导体开关元件。开关元件具有使朝向马达m流动的再生电流流通的续流二极管。

在图2中示出检测在u相和v相中流动的电流的两个电流传感器400a、400b的分流电阻rs。如图所示，例如分流电阻器rs能够电连接于低侧开关元件与地之间。或者，例如分流电阻器rs能够电连接于高侧开关元件与电源之间。

控制器100例如通过进行基于矢量控制的三相通电的控制(以下，记作“三相通电控制”)而能够对马达m进行驱动。例如，控制器100生成用于进行三相通电控制的pwm信号，并将该pwm信号输出给驱动电路200。驱动电路200根据pwm信号而生成对逆变器300中的各fet的开关动作进行控制的栅极控制信号，并提供给各fet的栅极。

图3示意性地示出本实施方式的变形例的马达控制系统1000的硬件块。

如图所示，马达控制系统1000也可以不具备驱动电路200。在该情况下，控制器100具有能够直接对逆变器300的各fet的开关动作进行控制的端口。具体说明的话，控制器100能够根据pwm信号而生成栅极控制信号。控制器100能够经由该端口输出栅极控制信号而将该栅极控制信号提供给各fet的栅极。

如图3所示，马达控制系统1000还可以具有位置传感器700。位置传感器700配置于马达m，检测转子角并输出给控制器100。位置传感器700例如是通过具有磁阻(mr)元件的mr传感器与传感器磁铁的组合而实现的。位置传感器700例如也可以使用包含霍尔元件在内的霍尔ic或旋转变压器而实现。

马达控制系统1000例如能够具有速度传感器或加速度传感器来代替位置传感器700。在使用速度传感器作为位置传感器的情况下，控制器100能够通过对旋转速度信号或角速度信号进行积分处理等来计算转子角即旋转角。角速度是用转子在1秒钟内旋转的角度(rad/s)来表示的。另外，在使用加速度传感器作为位置传感器的情况下，控制器100能够通过对角加速度信号进行积分处理等来计算旋转角。

能够在例如图1和图2所示那样的不具备位置传感器的用于进行无传感器控制的马达控制系统中使用本发明的马达控制系统。另外，也能够在例如图3所示那样的具有位置传感器的用于进行传感器控制的马达控制系统中使用本发明的马达控制系统。

以下，参照图4至图7，以无传感器控制用的马达控制系统为例对在该系统中使用的马达控制方法的具体例进行说明，主要说明在扭矩角的推定中使用的运算。能够在要求推定扭矩角的用于控制spm马达的各种马达控制系统中使用本发明的马达控制方法。

[马达控制系统1000的控制方法]

马达控制系统1000控制方法的概要如下。

首先，将由电流传感器400测定出的三相电流ia、ib以及ic转换为αβ固定坐标系中的α轴和β轴上的电流iα、iβ。接着，根据电流iα、iβ来运算相位角ρ，并且运算定子电流is、合成磁通ψs以及定子电压vs与定子电流is之间的角度φ(以后，记作“相位角φ”)。接着，根据定子电流is、合成磁通ψs以及相位角φ来推定扭矩角δ，并且根据扭矩角δ来决定马达控制所需的扭矩t和转子角θ。最终，根据扭矩t和转子角θ对马达m进行控制。

用于实现本实施方式的马达控制方法的算法例如能够仅由特定用途集成电路(asic)或fpga等硬件来实现，也能够通过硬件与软件的组合来实现。

图4示意性地示出用于推定扭矩角δ的控制器100的功能块。在本说明书中，功能框图中的各块不是以硬件为单位而是以功能块为单位来表示的。马达控制用软件例如可以是构成用于执行与各功能块对应的特定的处理的计算机程序的模块。这样的计算机程序例如保存于rom600中。

如图4所示，控制器100例如具有预运算单元110、扭矩角运算单元120、相位角运算单元130、转子角运算单元140、扭矩运算单元150以及马达控制单元160。控制器100能够根据定子电流is、合成磁通ψs以及相位角φ来运算扭矩角δ。在本说明书中，为了便于说明，将各功能块记作单元。当然，该表述并不意图将各功能块限定性地解释为硬件或软件。

在各功能块作为软件安装于控制器100的情况下，该软件的执行主体能够是例如控制器100的内核。如上所述，控制器100能够由fpga来实现。在该情况下，全部或一部分的功能块能够由硬件实现。

使用多个fpga来分散处理，由此能够使特定的计算机的运算负载分散。在该情况下，图4所示的功能块的全部或一部分能够分散安装于该多个fpga。多个fpga例如通过车载的控制器局域网络(can)而相互可通信地连接起来以进行数据的收发。

例如，在三相通电控制中，在各相中流动电流的总和理想上为零。在本说明书中，将在马达m的u相绕组中流动的电流设为ia，将在马达m的v相绕组中流动的电流设为ib，将在马达m的w相绕组中流动的电流设为ic。电流ia、ib以及ic的总和为零。

控制器100(例如cpu内核)接收电流ia、ib以及ic中的两个电流，并通过运算来求取剩余的一个电流。在本实施方式中，控制器100取得由电流传感器400a测定出的电流ia和由电流传感器400b测定出的电流ib。控制器100使用电流ia、ib以及ic的总和为零的上述关系，根据电流ia、ib来运算电流ic。也可以采用以下结构：使用三个电流传感器来测定电流ia、ib以及ic，将它们经由ad转换器500输入给控制器100。

控制器100能够使用可在矢量控制等中采用的所谓的克拉克转换而将电流ia、ib以及ic转换为αβ固定坐标系中的α轴上的电流iα和β轴上的电流iβ。其中，αβ固定坐标系是静止坐标系。三相中的一相的方向(例如u相方向)为α轴，与α轴垂直的方向为β轴。

控制器100还使用克拉克转换，将参考电压va^*、vb^*以及vc^*转换为αβ固定坐标系中的α轴上的参考电压vα^*和β轴上的参考电压vβ^*。参考电压va^*、vb^*以及vc^*表示用于对逆变器300的各开关元件进行控制的上述的pwm信号。

例如，求取电流iα、iβ、参考电压vα^*和vβ^*的运算也能够由控制器100的马达控制单元160执行。电流iα、iβ、参考电压vα^*和vβ^*输入给预运算单元110和相位角运算单元130。

在本实施方式的马达控制中，定子电流is、合成磁通ψs以及相位角φ作为变量给出，电枢电阻r(mω)、电枢电感l(μh)以及转子磁通ψm(wb)作为参数给出。其中，转子磁通ψm表示转子的永久磁铁的磁通的大小。

预运算单元110根据电流iα、iβ、参考电压vα^*和vβ^*而获得以αβ固定坐标系或dq旋转坐标系为基准的变量is、ψs以及φ。预运算单元110是为了向后级的扭矩角运算单元120传递上述的变量而进行预运算的单元。

图5是表示变量is、ψs、φ以及vs的相量图。图6是表示αβ固定坐标系或dq旋转坐标系中的合成磁通ψs的相量图。图示的变量全部是通过相量表示来表示的。以下，将各变量作为相量来处理。

<变量：定子电流is>

预运算单元110根据式子(1)来运算相量图中的定子电流is。

is＝(iα²+iβ²)^1/2式子(1)

<变量：合成磁通ψs>

预运算单元110根据电流iα、iβ、参考电压vα^*和vβ^*来运算相量图中的合成磁通ψs。具体说明的话，预运算单元110根据式子(2)至(4)来运算合成磁通ψs。如图5所示，合成磁通ψs是通过将转子磁通ψm加上电枢磁通ψa(＝l·is)而得到的。

预运算单元110例如根据式子(2)来运算合成磁通ψs的α轴上的分量ψα。预运算单元110根据式子(3)来运算合成磁通ψs的β轴上的分量ψβ。其中，式子(2)和(3)中的lpf是指利用低通滤波器的处理。为了除去高次谐波，例如能够使用控制器100所具有的通用低通滤波器。合成磁通ψs用式子(4)来表示。

ψα＝lpf(vα^＊-r·iα)式子(2)

ψβ＝lpf(vβ^＊-r·iβ)式子(3)

ψs＝(ψα²+ψβ²)^1/2式子(4)

<变量：相位角φ>

预运算单元110根据电流iα、iβ、参考电压vα^*和vβ^*来运算α轴上的反电动势分量bemfα和β轴上的反电动势分量bemfβ。具体说明的话，预运算单元110根据式子(5)和(6)来运算反电动势分量bemfα和bemfβ。

bemfα＝vα^*-r·iα式子(5)

bemfβ＝vβ^*-r·iβ式子(6)

预运算单元110根据式子(7)来运算相量图中的定子电压vs。定子电压vs是与反电动势电压对应的电压。这样，在本说明书中，将反电动势电压称为定子电压。

vs＝(bemfα²+bemfβ²)^1/2式子(7)

如图5所示，相位角φ例如在dq旋转坐标系中是用定子电流is与定子电压vs之间的角度来表示的，是以逆时针方向作为正方向的角度。其中，dq旋转坐标系是与转子一同旋转的旋转坐标系。

预运算单元110根据式子(8)来运算相位角φ。这里，“arg”是表示相量的偏角的算子。相位角φ表示两个相量的偏角之差。

φ＝arg(vs)-arg(is)式子(8)

预运算单元110将变量is、ψs以及φ输出给扭矩角运算单元120。也可以由与控制器100不同的其他硬件(例如，fpga)来运算变量is、ψs以及φ。扭矩角运算单元120可以通过从其他硬件接收变量is、ψs以及φ来获得它们。根据这样结构，能够降低控制器100的运算负载。

扭矩角运算单元120根据参数l、ψm、变量is、ψs以及φ来运算扭矩角δ。在图6中，扭矩角δ例如是用dq旋转坐标系中的合成磁通ψs与d轴之间的角度来表示的，是以逆时针方向作为正方向的角度。

图7是表示转子磁通ψm、电枢磁通ψa以及合成磁通ψs的相量图。

考虑由转子磁通ψm、电枢磁通ψa以及合成磁通ψs构成的三角形。将从转子磁通ψm的终点向合成磁通ψs引出的垂线h的长度设为h，垂线的垂足为f。合成磁通ψs被垂线h分割为两个部分。将各个部分的长度设为x1、x2。长度h、x1以及x2能够分别用式子(9)至(11)来表示。

h＝ψasin(90-φ)式子(9)

x1＝ψacos(90-φ)式子(10)

x2＝ψs-x1＝ψs-ψacos(90-φ)式子(11)

当使用式子(9)至(11)对cot(δ)(＝1/tan(δ))进行变形时，得到了式子(12)。

当使用ψa＝l·is的关系来计算式子(12)的反余切(arccotangent)时，δ用式子(13)来表示。

根据cot(δ)＝tan(90-δ)的关系，得到了δ＝90-tan^-1[cot(δ)]的关系。当将式子(13)的δ代入该关系式的右边的δ时，得到了式子(14)。

进而，根据cot(δ)＝1/tan(δ)的关系，将式子(14)变形为式子(15)。

扭矩角运算单元120将扭矩角δ输出给扭矩运算单元150和转子角运算单元140。如式子(14)和(15)所示，扭矩角δ的推定不需要dq旋转坐标系中的变量和转子磁通ψm。根据本实施方式，能够根据参数l、ψm、变量is、ψs以及φ来运算扭矩角δ。

相位角运算单元130根据电流iα、iβ、参考电压vα^*和vβ^*来推定相位角ρ。相位角运算单元130与预运算单元同样地，根据例如上述的式子(2)和(3)来运算磁通分量ψα、ψβ。相位角运算单元130还根据例如式子(16)来运算相位角ρ。相位角ρ例如像图6所示那样在αβ固定坐标系中是用合成磁通ψs与α轴之间的角度来表示的，是以逆时针方向作为正方向的角度。相位角运算单元130将相位角ρ输出给转子角运算单元140。

ρ＝tan^-1(ψβ/ψα)式子(16)

转子角运算单元140根据扭矩角δ和相位角ρ来运算转子角θ。扭矩角δ、相位角ρ以及转子角θ的关系如图6所示。转子角运算单元140能够根据式子(17)来运算并推定转子角θ。

θ＝ρ-δ式子(17)

扭矩运算单元150根据扭矩角δ来运算扭矩t。在使用spm马达的情况下，突极比(ld/lq)为1(即，l＝ld＝lq)。在该情况下，公知了：作为对电枢作用的扭矩的反作用，扭矩t用式子(18)来表示。扭矩运算单元150例如能够根据式子(18)来运算扭矩t。

其中，p是表示马达极对数的参数。

马达控制单元160能够根据扭矩t和转子角θ来控制马达m。马达控制单元160例如进行一般的矢量控制所需的运算。由于矢量控制是公知的技术，因此省略对该控制的详细说明。

根据本实施方式，在无传感器控制中，能够不依赖于dq旋转坐标系中的变量来求取扭矩角。另外，由于扭矩角的推定并不特别需要复杂的运算，因此能够降低对计算机的负载并且能够降低存储器成本。

以下，示出使用dspace公司的“快速控制原型(rcp)系统”和mathworks公司的matlab/simulink来验证了本发明的扭矩角δ的运算的妥当性的结果。在该验证中，使用了由矢量控制进行控制的spm马达的模型。表1示出了验证时的各种系统参数的值。

[表1]

图8示出规定的期间内(从0.35秒到0.38秒的0.03秒)的扭矩的波形(上)、三相电流的波形(中间)以及三相电压的波形(下)。图9示出使用本发明的运算式而推定出的规定的期间内的扭矩角(度)以及扭矩角的实测值的波形。图8和图9横轴表示时间(ms)。图8的纵轴从上侧依次表示扭矩的大小(n·m)、电流值(ma)以及电压值(v)。图9的纵轴表示扭矩角的大小(度)。

从图8的模拟结果可知，矢量控制适当地进行。另外，从图9的模拟结果可知，使用本发明的运算式而推定出的扭矩角δ与实测值类似。更详细地说，推定出的扭矩角δ与实测值的误差约为1度。在无传感器控制中，通常该误差的允许值为10度左右。从本模拟结果得到的误差是充分收敛于该允许值的范围内的值。

从以上的模拟结果可知，通过使用本说明书所提出的用于运算扭矩角的方法，能够在无传感器控制中高精度地推定扭矩角。

如上所述，本发明的扭矩角δ的推定方法不限于无传感器控制，也能够适当地用于图3所示的传感器控制用的马达控制系统。

图3所示的马达控制系统1000中的控制器100能够根据dq旋转坐标系中的变量来运算扭矩角δ。控制器100能够根据例如式子(18)来运算扭矩角δ(参照图5)。

δ＝tan^-1〔(vd-r·id)/(vq-r·iq)〕式子(18)

其中，vd是电枢电压的d轴上的电压分量，vq是电枢电压的q轴上的电压分量。id是电枢电流的d轴上的电流分量，iq是电枢电流的q轴上的电流分量。

在传感器控制中，在位置传感器由于某种原因而损坏了的情况下，变得无法测定转子角。因此，难以继续进行传感器控制。另一方面，在位置传感器发生了故障的情况下，能够将马达控制从传感器控制切换为无传感器控制。通过在无传感器控制中使用本发明的扭矩角推定方法，即使在位置传感器发生了故障的情况下，也能够继续进行马达控制。

(实施方式2)

图10示意性地示出本实施方式的eps系统2000的典型结构。

汽车等车辆通常具有eps系统。本实施方式的eps系统2000具有转向系统520和产生辅助扭矩的辅助扭矩机构540。eps系统2000生成辅助扭矩，该辅助扭矩对通过驾驶员操作方向盘而产生的转向系统的转向扭矩进行辅助。利用辅助扭矩减轻了驾驶员操作的负担。

转向系统520例如具有方向盘521、转向轴522、万向联轴器523a、523b、旋转轴524、齿条齿轮机构525、齿条轴526、左右球窝接头552a、552b、横拉杆527a、527b、转向节528a、528b以及左右转向车轮529a、529b。

辅助扭矩机构540例如具有转向扭矩传感器541、汽车用电子控制单元(ecu)542、马达543以及减速机构544。转向扭矩传感器541检测转向系统520中的转向扭矩。ecu542根据转向扭矩传感器541的检测信号而生成驱动信号。马达543根据驱动信号而生成与转向扭矩对应的辅助扭矩。马达543经由减速机构544将所生成的辅助扭矩传递给转向系统520。

ecu542例如具有实施方式1的控制器100和驱动电路200等。在汽车中构建了以ecu为核心的电子控制系统。在eps系统2000中，例如由ecu542、马达543以及逆变器545构建了马达控制系统。作为该马达控制系统，能够适当地使用实施方式1的马达控制系统1000。

本发明的实施方式也优选适用于要求扭矩角的推定能力的线控换挡、线控转向、线控制动等电子线控以及牵引马达等的马达控制系统。例如，本发明的实施方式的马达控制系统能够搭载于与由日本政府和美国运输部道路交通安全局(nhtsa)制定的0至4级(自动化的标准)对应的自动驾驶车。

产业上的可利用性

本发明的实施方式能够广泛地用于吸尘器、烘干机、吊扇、洗衣机、冰箱以及电动助力转向系统等具有各种马达的多种设备。

标号说明

100：控制器；110：预运算单元；120：扭矩角运算单元；130：相位角运算单元；140：转子角运算单元；150：扭矩运算单元；160：马达控制单元；200：驱动电路；300：逆变器；400、400a、400b：电流传感器；500：ad转换器；600：rom；700：位置传感器；1000：马达控制系统；2000：eps系统。