基于脉宽调制极值电压谐波注入高速电机驱动方法及装置与流程

本发明主要是针对永磁同步电机的控制过程，是一种提高控制系统母线电压利用率的谐波注入方法，该方法可以有效解决高速电机在高速旋转过程中母线电压利用率低的问题。

背景技术：

图1为脉宽调制波的调制过程(仅画出u,v两相)，利用计数器与指令正弦作比较，拟合出脉宽调制波形。设母线线电压为vdc，当功率开关管上桥臂正向饱和开通时，此时的等效相电压为+vdc/2，当功率开关管下桥臂反向饱和开通时，等效相电压为-vdc/2。当u相功率开关管上桥臂100％打开，v相下桥臂100％打开时，此时u、v两端线电压为母线电压值vdc。而三相调制电压为相位相差120°的三相正弦信号，在绝大数情况下，上、下桥臂没有同时饱和打开，两相间线电压没有达到母线电压值，母线电压没有被充分利用。

假设母线电压为单位“1”，此时三相正弦调制信号如图2所示，最大幅值为0.67，然后如式(1)所示经过空间坐标3/2变换：

由空间坐标3/2变换得到一个电压矢量在空间旋转，此时如图3所示uu,uv,uw为三相相电压输出值，d-q轴的电压幅值uq＝1，ud＝0。

此时的两相间线电压uuv,uvw,uuw如图4所示。从图4可以看出此时两相间线电压超过了实际母线电压值“1”，为避免线电压超出实际母线电压值，对单相相电压进行限制，三相相电压幅值均限制在50％以下：

uu,v,w＝0.5(uu,v,w＞0.5)(2)

经过限制的单相相电压避免了线电压超出母线电压量程，此时两相间线电压如图5所示。

经过上述处理过程电机任意两相间线电压uuv、uvw、uwu均不超过母线线电压“1”，但是如图6所示对于三相电压幅值的限制造成了三相电压矢量合成方向的错误，电压矢量计算最大偏差角度达到2.8°，其最大电压矢量幅值如图7所示，其电压矢量均值为0.8561。此时，三相相电压合成的电压矢量方向出现了偏差，并且母线电压利用率不高。

技术实现要素：

针对上述问题，本发明提出基于脉宽调制极值电压谐波注入电机驱动方法及装置，旨在提高母线电压利用率的同时减小三相相电压合成矢量方向偏差。

为实现上述目的，本发明包含以下步骤:

(1)建立永磁同步电机数学模型，得到d-q轴电压指令输出方程；

(2)对三相电流反馈值进行空间矢量坐标变化，得到d-q轴反馈电流值；

(3)将d-q轴指令电压矢量进行空间坐标变换，得到三相相电压输出指令值；

(4)基于三相相电压极值进行三相相电压注入谐波计算；

(5)对三相输出相电压指令值进行等比例缩放，并进行相电压指令值的幅值限制；

(6)将经过谐波注入及比例缩放处理的三相相电压指令输入到功率放大调制单元，由功率放大调制单元输出三相相电压驱动永磁同步电机单元旋转。

作为优选，所述的步骤(1)，通过以下方法实现：

永磁同步电机数学模型如式(1)所示：

式中：ud、uq为d轴和q轴定子电压指令；ld、lq为d轴和q轴等效电感；rs为定子电阻；ωe为电角速度；为转子磁链；id、iq为d轴和q轴定子反馈电流。

电机力矩模型如式(2)所示：

式中：te为电磁转矩；p为电机极对数。

机械运动方程如式(3)所示：

式中：t1为负载转矩；ωm为机械角速度；f为电机摩擦因数；j为电机转动惯量。

为了实现最大力矩控制，令d轴电流指令id＝0，此时电机转矩输出方程如式(4)所示：

作为优选，所述的步骤(2)，通过以下方法实现：

从永磁同步电机三相采集三相相电流，得到三相反馈相电流iu、iv、iw，经过空间矢量坐标变化得到d-q轴反馈电流id、iq如式(5)所示：

作为优选，所述的步骤(3)，通过以下方法实现：

将步骤(1)中的永磁同步电机单元数学模型进行离散化，并设计pi控制器，得到离散化的d-q轴电压控制方程，将由步骤(2)中得到的d-q轴反馈电流id、iq带入到离散化的d-q轴电压控制方程中，得到d-q轴电压指令ud、uq，对d-q轴电压指令进行空间矢量坐标变换，得到三相电压指令uu、uv、uw如式(6)所示：

作为优选，所述的步骤(4)，通过如下方法实现：

比较三相相电压指令uu、uv、uw的大小，在每个控制周期内，判断三路相电压输出值中最大极值相电压输出值umax以及最小极值相电压输出值umin，进而得到中间幅值电压umedian，并以中间幅值电压的一半作为谐波注入值，为了提高谐波指令输入速度，减小谐波计算环节时间，采用查表方式进行谐波注入，依据三相相电压指令uu、uv、uw的正负us、vs、ws进行查下表：

表中所示，us、vs、ws分别代表三相调制电压的符号位，根据三相调制电压的正负进行查表，并比较同符号两相电压的大小，由此得到谐波注入电压值uz如式(7)所示：

式中：median表示三相电压uu，uv，uw的中间值。

此时经过谐波注入的三相电压指令u'u,v,w如式(8)所示：

u'u,v,w＝uu,v,w+uz(8)

作为优选，所述的步骤(5)，通过以下方法实现：

经过步骤(4)得到的三相相电压u'u,v,w，两相间线电压u'uv,vw,uw值在局部相位超出母线电压值，对线电压超过母线电压的相位进行相电压等比例缩放处理，等比例缩放不会改变三相电压矢量合成方向，经过比例缩放的三相电压如式(9)所示：

式中：kmod为电压调节系数；u'uv为u、v两相间线电压。

为避免三相电压值超出相电压调制范围[-vdc/2,+vdc/2]，对三相比例缩放后的相电压进行幅值限制，得到最终的三相相电压指令输出值如式(10)所示：

作为优选，所述的步骤(6)，通过以下方法实现：

将由步骤(5)得到的三相相电压指令三相电压指令输出到功率调制单元，进行功率放大，进而输出经过功率放大的三相脉宽调制波形驱动电机旋转。

作为本发明的另一面，本发明提供基于脉宽调制极值电压谐波注入的电机驱动装置，包括：

永磁同步电机单元，永磁同步电机单元的定子接收到功率调制单元输出的脉宽调制波形，驱动转子旋转；

编码器单元，用于对永磁同步电机单元转子的转角当前位置进行测量，输出永磁同步电机单元转子机械转角θm；

电角度转换单元，用于将由编码器单元得到的机械转角θm转换为用于永磁同步电机空间矢量坐标变换计算用的电角度θe；

电流传感器单元，用于将由永磁同步电机单元输出的三相电流转换为模拟信号；

模数转换单元，用于将电流传感器单元输出的模拟信号转换为数字信号iu、iv、iw，便于后面计算处理；

三相电流空间矢量变换单元，用于将由模数转换单元得到的电流数字信号iu、iv、iw以及电角度转换单元得到的电角度θe进行三相电流空间矢量坐标变化，得到d-q轴反馈电流id、iq；

速度计算单元，用于计算永磁同步电机单元转子反馈速度ωm，并将转子反馈速度ωm转换为电角度ωe；

电流环解算单元，依据d-q轴电流指令idref、iqref及d-q轴反馈电流id、iq对控制系统d-q轴电压指令ud、uq进行计算，得到d-q轴电压指令ud、uq；

脉宽调制电压极值谐波注入单元，用于计算三相相电压指令uu、uv、uw，计算三相相电压指令的谐波注入电压uz，得到经过谐波注入的三相相电压指令u'u、u'v、u'w，经过相电压等比例缩放模块将三相相电压指令同步缩放，得到经过缩放的三相相电压指令为避免相电压指令超出相电压调制范围，通过相电压指令值的幅值限制模块对相电压指令值进行限制，最终输出经过幅值限制的三相相电压

功率调制单元，用于将三相相电压输出信号进行功率放大，输出幅值为母线电压vdc的脉宽调制波形，驱动永磁同步电机单元旋转。

本发明的有益效果是：

(1)依据三相相电压计算极值对谐波电压值进行判断计算，谐波注入有效提高了母线电压利用率，适用于高速电机驱动控制，可以有效提高永磁同步电机在高速段的母线电压利用率，保证永磁同步电机母线电压值较低情况下的高速旋转；

(2)谐波注入采用查表方式进行，减小了谐波计算过程中三相相电压幅值比较计算的时间；

(3)通过相电压幅值等比例缩放对三相相电压幅值同步处理，另永磁同步电机输出线电压不会超过母线电压，同时三相相电压合成的空间电压矢量方向不会发生改变。

附图说明

图1调制波为正弦波的功率开关输出波形图；

图2三相调制电压波形图；

图3d-q轴电压波形图；

图4三相间线电压波形图；

图5相电压限制后三相线电压图；

图6电压矢量方向偏差波形图；

图7电压矢量最大幅值波形图；

图8基于脉宽调制极值电压注入的电机驱动方法结构示意图；

图9脉宽调制电压极值谐波注入模块构成图；

图10三相调制电压波形图；

图11三相间线电压波形图；

图12注入谐波波形图；

图13电流环解算单元控制框图；

图14最大电压矢量波形图；

图15电压矢量最大幅值波形图；

图16平移电压前后电流阶跃响应对比图；

图17电机额定转速电流波形对比图；

图18电机空载最高转速电流波形对比图；

具体实施方式

以下，参考附图，详细描述本发明的实施例。

图8所示为基于脉宽调制极值电压注入的电机驱动方法结构示意图，包括：

永磁同步电机单元1，永磁同步电机单元1的三相定子线圈接收到功率调制单元10输出的脉宽调制波形，驱动转子旋转；

编码器单元2，用于对永磁同步电机单元1转子的当前位置进行测量，输出永磁同步电机单元1转子机械转角θm；

电角度转换单元3，用于将由编码器单元2得到的机械转角θm转换为用于永磁同步电机空间矢量坐标变换计算用的电角度θe如式(1)所示：

θe＝θm*p(1)

式中：p为永磁同步电机转子极对数；

模数转换单元4，用于将电流传感器单元8输出的模拟信号转换为数字信号，便于后面计算处理，得到三相反馈电流iu、iv、iw；

三相电流空间矢量变换单元5，用于将由模数转换单元4得到的电流数字信号以及电角度转换单元3得到的电角度θe进行三相电流空间矢量坐标变化，得到d-q轴反馈电流id、iq如式(2)所示：

速度计算单元6，用于计算永磁同步电机单元1转子速度ωm及电角度速度ωe如式(3)所示：

ωe＝ωm*p(3)

脉宽调制电压极值谐波注入单元7，用于将d-q轴电压指令ud、uq进行空间矢量坐标变换，对变换后的三相电压进行谐波注入，再经过三相电压等比例缩放处理后，对三相相电压幅值进行限幅处理，最终输出三相调制电压，具体过程如下：

脉宽调制电压极值谐波注入模块构成图如图9所示，相电压指令计算模块101，用于将d-q轴电压指令进行空间矢量坐标变换，得到三相相电压指令uu、uv、uw如式(4)所示：

假设母线电压值作为单位标量“1”，uq＝1，ud＝0，此时经过空间矢量坐标变化的三相理想的调制电压波形如图10所示。

进一步地，得到的两相间线电压uuv、uvw、uuw，如图11所示：

此时，三相线电压uuv、uvw、uuw部分相位处超过母线电压单位标量“1”，暂时不考虑该问题。

相电压谐波注入模块102，用于三相相电压指令uu、uv、uw的谐波注入值计算，比较三相相电压指令uu、uv、uw的大小，在每个控制周期内，判断三路相电压输出值中最大相电压输出值umax以及最小相电压输出值umin，进而得到中间幅值电压umedian，并以中间幅值电压的一半作为谐波注入值uz，为提高谐波指令输入速度，减小谐波计算环节时间，采用查表方式进行谐波注入，依据三相相电压指令uu、uv、uw的正负us、vs、ws查下表：

表中所示，us、vs、ws分别代表三相调制电压的符号位，根据三相调制电压的正负进行查表，并比较相同符号两相电压的大小，由此得到谐波注入电压值uz如式(5)所示：

式中：median表示三相电压uu、uv、uw的中间值。

此时经过谐波注入的三相电压指令u'u,v,w如式(6)所示：

u'u,v,w＝uu,v,w+uz(6)

由此得到的谐波注入电压uz及谐波注入后的三相调制电压u'u,v,w如图12所示。

相电压等比例缩放模块103，用于三相相电压调制过程中，电压幅值的等比例缩放，将由相电压谐波注入模块102得到的三相相电压u'u,v,w，进行相电压等比例缩放处理，等比例缩放不会改变三相电压矢量合成方向，经过比例缩放的三相电压如式(7)所示：

式中：kmod为电压调节系数；u'uv为u、v两相间线电压，经过上面计算得到经过比例缩放的谐波注入三相电压值。

相电压指令值的幅值限制模块104，用于避免三相电压值超出相电压调制范围[-vdc/2,+vdc/2]，对三相比例缩放后的相电压进行幅值限制，得到的三相相电压如式(8)所示：

电流传感器单元8，用于将由永磁同步电机单元1输出的三相电流转换为模拟信号；

电流环解算单元9，用于计算控制系统d-q轴控制电压指令ud、uq，永磁同步电机数学模型如式(9)所示：

式中：ud、uq为d轴和q轴定子电压指令；ld、lq为d轴和q轴等效电感；rs为定子电阻；ωe为电角速度；为转子磁链；id、iq为d轴和q轴定子反馈电流。

将永磁同步电机数学模型进行离散化，并采用pi控制器，实现d-q轴电压指令的计算，在本实例中k代表当前计算周期，k-1代表上一个计算周期，电流环解算单元控制框图如图13所示，具体过程如下：

依据当前计算周期电流指令值idref、iqref与实际d-q轴电流反馈值id、iq的偏差id_err、iq_err如式(10)所示：

依据当前计算周期电流反馈误差id_err(k)、iq_err(k)及积分系数ki对电流误差积分值id_org(k)、iq_org(k)进行求解如式(11)所示：

依据当前计算周期得到的电流误差积分值id_org(k)、iq_org(k)，反馈电流id(k)、iq(k)以及比例系数kv对d-q轴控制电压进行求解如式(12)所示：

式中：rs为永磁同步电机等效电阻，ld、lq为永磁同步电机d-q轴等效电感值，ωe为永磁同步电机电角度转速值，为永磁同步电机等效磁链系数；

功率调制单元10，用于将驱动信号进行功率放大，输出三相幅值为母线电压vdc的脉宽调制波，用于驱动永磁同步电机单元1旋转。并且将得到的三相相电压进行空间矢量合成，得到d-q轴电压指令如式(13)所示：

此时，d轴电压为0，q轴电压如图14所示，电压矢量幅值平均值达到0.912，未采用本发明方法的最大电压矢量幅值如图15所示，电压矢量幅值平均值为0.856。

本实例中永磁同步电机单元1，额定功率1.1千瓦，额定转速3000r/min，额定电流6a，利用测功仪对永磁同步电机的功率输出进行测试，图16为采用及未采用本发明方法时的电机电流阶跃响应对比。d轴电流指令电流idref＝5.5安培，iqref＝0安培，kv＝355，ki＝63.5，未使用本发明提出方法，电流上升时间1ms，超调量约9.1％；使用本发明方法后，电流上升时间1ms，超调量约5.5％，说明在本发明方法的作用下，提升了控制系统对于电流的控制能力。

图17所示为带载情况下，q轴电流指令iqref＝3安培，在没有使用本发明方法的情况下，电机在3000r/min时电流已经有明显的误差，电流仅为指令值的70％；使用本发明方法电机相电流能够保持准确的输出。

图18所示为空载条件下，电机以最高转速进行旋转的实验结果，相电流指令为iqref＝3安培，未使用本发明方法情况下，电机在转速达到4700r/min时，电流发散，使用本发明方法后电机转速可达5300r/min，这是因为本发明方法可以有效提高母线电压利用率，电压矢量合成方向更加准确，永磁同步电机单元1对应的最高反电势得到提高，因此电机的最高转速也得到提高。

下表是永磁同步电机单元1带额定负载条件下，使用本发明方法前后母线电压利用率对比，以及不同母线电压vdc条件下的最高转速实验结果。相电流指令iqref＝7，负载力矩3.5nm。永磁同步电机单元1的最高转速会随着母线电压的下降而减小，可以看到当控制器的输入电压下降至180v时，已经无法达到额定转速(3000r·min-1)，而采用本发明方法仍能以略高于额定转速的速度稳定运行，电压利用率得到提升。

预计发明推广应用的可行性及前景：

可以向国内外推广，随着高速电机以及低压驱动技术的发展，本发明将在更为广阔的领域内得到应用，提高母线电压利用率的另一种表现形式就是节能，对于目前能源应用的节能要求，该发明具有较广泛的推广价值。

需要说明的是，以上参照附图所描述的各个实施例仅用以说明本发明而非限制本发明的范围，本领域的普通技术人员应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的前提下对本发明进行的修改或者等同替换，均应涵盖在本发明的范围之内。此外，除上下文另有所指外，以单数形式出现的词包括复数形式，反之亦然。另外，除非特别说明，那么任何实施例的全部或一部分可结合任何其它实施例的全部或一部分来使用。