并联的谐振变换器及其控制方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及谐振变换器领域，特别涉及一种多相并联的谐振变换器的控制方法。
【背景技术】
[0002]串联谐振变换器LLC-SRC(LLC series resonant converter)不仅结构简单，而且还具有很多独特的优点，如:原边开关可以在全负载范围内实现零电压开通(Zerovoltage switching ZVS),副边整流开关可实现零电流关断(Zero current switching,ZCS)，以及可以通过控制很窄的频率变化就可跟随宽范围的输入电压变化等。但是，由于谐振变换器副边无滤波电感，导致输出电流纹波很大，从而影响输出滤波电容的寿命，而且这个缺点在大电流输出应用中更为明显。为了满足输出电压和电流的纹波指标，人们提出了多相LLC-SRC交错并联的方法来克服上述缺点。交错并联技术是指并联运行的电路单元中开关管的控制信号频率相同，相角交错。变换器并联后可以构成新的由多通道交错并联单元组成的电源模块，还可以构成新的由多通道交错并联单元组成的电源模块，还可以构成多余度并联电源系统。
[0003]然而当并联的谐振变换器的谐振参数不同时，其各相直流增益曲线必然存在差异，则无法保证在任意相同开关频率处两相谐振变换器的输出增益相等且能够均流。以两相谐振变换器并联为例进行说明，由于两路输入和输出分别并联，则LLCl和LLC2的电路增益相等:M1=M2=M ;其次为了达到均流的目的，设定谐振变换器LLCl的负载电流1l与谐振变换器LLC2的负载电流12相等，1l=102=1/2,谐振变换器LLCl在负载电流为1/2时的增益-频率曲线为linel，谐振变换器LLC2在负载电流为1/2时的增益-频率曲线为line2，此时，只有LLCl和LLC2的增益-频率曲线Iinel和line2的交点A所对应的频率Π能够使LLCl和LLC2均流，如图1所示。然而，当负载电流1发生变化为1’，LLCl和LLC2的负载电流ΙοΓ =102’ =Ιο’ /2，负载电流发生了变换将会使得谐振变换器LLCl和LLC2的增益-频率曲线发生变化，分别变为linel’和line2’，这两条曲线的交点B所对应的频率f2能够使LLCl和LLC2均流，从图1中可以看出此时LLCl和LLC2的增益已经变化为M，，增益的变化使得谐振变换器LLCl和LLC2的输出电压发生变化，然而用电设备通常会对电源系统的输出电压的精度有要求，因而现有技术中存在需求，必须要提供一种并联的谐振变换器的控制方法，这种方法既能够使得并联的谐振变换器均流也能够使得其输出电压满足用电设备的要求。
【发明内容】
[0004]为了解决以上技术问题，本发明提出一种谐振变换器均流方法，此方法在满足并联的谐振变换器均流的同时，也能够使得输出电压满足用电设备的要求，本发明具有简单易实现的有益效果。
[0005]本发明的技术方案是，提供一种并联的谐振变换器，包括:控制电路和并联连接在输入母线和输出母线之间的至少2个谐振变换电路，其特征在于，所述的控制电路为所述谐振变换电路提供开关信号，并利用所述开关信号控制所述输出母线上的输出电压和输出电流呈现具有下垂特性关系。
[0006]其中所述具有下垂特性的线性关系，可以近似表示为:Vo=Vo_max-(Vo_max-Vo_min) X1 + I_full，其中Vo为输出母线上的输出电压，Vojnax为输出母线上允许的最大输出电压值，Vojiiin为输出母线上允许的最小输出电压值，I_full为输出母线上的满载电流，1为输出母线上的输出电流值。
[0007]其中所述控制电路，包括，电压采样电路、电流采样电路、运算电路、误差放大电路以及压频转换电路，所述电压采样电路采样输出母线电压并将输出母线电压的采样值传输给所述误差放大电路，所述电流采样电路采样输出母线电流并将输出母线电流的采样值传输给运算电路，所述运算电路计算输出输出电压参考值，并将所述输出电压参考值传输给所述误差放大电路，所述误差放大电路将所述输出母线上电压的采样值和所述输出电压参考值的误差进行放大补偿后由压频转换电路转换为开关频率信号，并提供给每个谐振变换电路。
[0008]上述输出电压参考值和所述输出母线的电流的采样值之间的关系为Vref=Vo_max-(Vo_max-Vo_min) X 1 + I_full,其中Vref为输出电压参考值，Vo_max为输出母线上允许的最大输出电压值，Vojiiin为输出母线上允许的最小输出电压值，I_full为输出母线上的满载电流，1为输出母线的电流的采样值。
[0009]若控制电路采用模拟电路，上述运算电路为一利用运放构成的减法电路，电压采样电路为利用电阻构成的分压电路，电流采样电路由采样电阻和差分电路构成，利用采样电阻串联在输出母线上，并利用差分电路采样采样电阻两端的电压。
[0010]若控制电路采用数字控制器，就可以在数字控制器中编写如下所述的控制方法，实现本发明的控制:
步骤一采样输出母线上的输出电压得到输出母线上的输出电压采样值；
步骤二采样输出母线上的输出电流得到输出母线上的输出电流采样值；
步骤三将输出母线上的输出电流采样值转换为输出电压参考值；
步骤四将输出母线上的输出电压采样值和输出电压参考值的误差进行放大补偿后转换为开关频率信号；
步骤五将所述开关频率信号提供给所述谐振变换电路。
[0011]其中步骤三中根据关系式Vref=Vo_max-(Vo_max-Vo_min) X 1 + I_full,将输出母线上的输出电流采样值转换为输出电压参考值，Vref为输出电压参考值，Vo_max为输出母线上允许的最大输出电压值，Vojiiin为输出母线上允许的最小输出电压值，I_full为输出母线上的满载电流，1为输出母线上的输出电流采样值。
[0012]通过上述的发明方案，能够使输出直流母线的输出电压在输出母线上允许的最大输出电压值和最小输出电压值之间变化，同时能够满足均流的要求。
【附图说明】
[0013]图1为两相交错并联的LLC增益曲线图。
[0014]图2为本发明一实施例的框图。
[0015]图3为图1中电流信号1和参考信号Vref之间的转换关系。
[0016]图4为本发明的一具体实施例。
[0017]图5为本发明另一实施例的框图。
具体实施例
[0018]图2为本发明一实施例的框图，请参阅图2，电源系统20至少包括:开关电源201、控制单元202，所述控制单元202控制开关电源201的开关频率。所述开关电源201至少包括:一直流输入Vin、谐振变换器LLC1、谐振变换器LLC2、输出滤波电路Co、负载电路Ro，所述谐振变换器LLCl、LLC2的输入端并联后经输入母线INl和IN2与所述直流输入Vin连接，所述谐振变换器LLC1、LLC2的输出端并联后经输出滤波电路Co由输出母线OUTl和0UT2与所述负载电路Ro连接。所述控制单元202至少包括电压采样电路、电流采样电路、运算电路、误差放大电路以及压频转换电路，所述电压采样电路采样所述输出母线OUTl上的输出电压Vo,并输出米样值Vo’，所述电流米样电路米样所述输出母线OUTl上的输出电流1，并输出采样值Ιο’，采样值Ιο’经过运算电路的转换后变为输出电压参考值Vref，所述电压米样值Vo’与所述输出电压参考值Vref输入给误差放大补偿电路,误差放大补偿电路输出误差值Vc，并传输给压频转换电路转换为开关频率信号fS，所述开关频率信号fs用来控制所述开关电源201中开关管的开关频率，且谐振变换器LLCl和谐振变换器LLC2的开关频率相同，均为fs。
[0019]图2中运算电路可以为运算器构成的计算电路，其输入的输出母线上的输出电流采样值Ιο’和运算电路输出的输出电压参考值Vref之间的关系为:Vref=Vo_max-(Vo_max-Vo_min) X1’ +Ifull，其中Vref为输出电压参考值，Vojnax为输出母线上允许的最大输出电压值，Vojiiin为输出母线上允许的最小输出电压值，Ifull为输出母线上的满载电流，Ιο’为输出母线的电流的采样值。控制电路进而通过误差放大补偿电路控制输出母线上的输出电压Vo与输出电压参考值Vref相等。如图3所示，即为所述图2中输出母线上的输出电压Vo和输出电流1之间的关系是具有如图3所示的下垂特性的线性关系301，此下垂特性的线性关系可以描述关系式:Vo=Vo_max-(Vo_max-Vo_min) X1’ +Ifull,其中Vo为输出母线上的输出电压,Vo_max为输出母线上允许的最大输出电压值,Vo_min为输出母线上允许的最小输出电压值，Ifull为输出母线上的满载电流，Ιο’为输出母线上的输出电流值。
[0020]上述输出母线电流值为零时输出母线上电压值为Vojnax，输出母线电流值为Ifull时输出母线上电压值为Vo_min。请再参阅图1，输出母线电流值为零时，谐振变换器LLCl和谐振变换器LLC2的输出电流也为零，且增益-频率曲线为Iinel和line2，增益-频率曲线Iinel和line2的交点为均流点A，A点的增益为M，开关频率fs=Fn*fr，根据直流母线的输出电压为输出电压值与增益M的乘积，得到此时输出母线上电压值为Vo_max ;输出母线电流值为Ifull时，谐振变换器LLCl和谐振变换器LLC2的输出电流1l，=12，=Ifull/2，且增益-频率曲线为linel，和line2’，增益-频率曲线linel，和line2’的交点为均流点B，B点的增益为M’，开关频率fs’ =Fn’ *fr，根据直流母线的输出电压为输出电压值与增益M’的乘积