电流控制的振荡器的制作方法

专利名称：电流控制的振荡器的制作方法
技术领域：
本发明涉及电流控制的振荡器，特别涉及有延伸的线性增益，和对过程和温度变化低灵敏度的低电压3-级电流控制的振荡器。
背景技术：
近年来，电信工业已增加了对电流控制的振荡器(CCO)改善性能的需求。例如，当设计频率合成器锁相环(PLL)和时钟复原电路时，在具有线性增益的CCO的帮助下允许在系统设计时更好的建模。系统设计时更好的建模可避免可能的不稳定问题。
此外，降低CCO的功耗和降低设计余量是重要的。这能由设计有低的过程和温度灵敏度的CCO获得。
现有技术常规的3-级环振荡器能有宽的调节范围，但CCO增益对过程和温度变化是敏度的。当工作在低的温度、快-快(FFL)条件时比工作在高的温度、慢-慢(SSH)条件的CCO增益更高。为了制作一定频率范围的常规的振荡器，因为过程和温度的变化要求更大的调节范围。常规的CCO的另一问题是因为速度饱和在高频时增益下降或变平，而不是线性增加。
图1说明现有技术的电路7，包括常规的CCO完全的差分倒相器单元和它的负载。四个pMOS电阻器9，11，13，15有连接到电压Vdd它们的漏极。晶体管9和15的栅极都连接到电压Vb19。从电压Vbn 18通过复制光栅偏压产生电压Vb19。这里，Vbn 18是控制电流Icontrol的控制电压。晶体管11的栅极连接到晶体管9和11的源极，也连接到差分输出10和8的输出8。晶体管13的栅极同样的连接到晶体管13和15的源极，也连接到差分输出10和8的输出8。电容16连接在差分输出10和8之间。此电容实际上降低CCO7的输出频率，然而，这对改善抖动特性是必须的。
nMOS晶体管12，14有由电流源输入2和3供给的栅极，如图9说明的电流源输入2和3连接到倒相器单元前面级的输出。晶体管12，14的源极分别连接到晶体管9，11和晶体管13，15的源极。晶体管12的源极也引导到差分输出8。连接到晶体管12，14的漏极是另一nMOS晶体管16的源极，它的栅极由电压18供给。晶体管16有接地的漏极。
图6说明图1现有技术的电路7的CCO增益。控制电流(安培)沿x-轴绘制而频率(赫兹)沿y-轴绘制。不同的设计过程拐角和温度有分离的曲线。曲线表示SSH(慢-慢，高温)，正常和FFL(快-快，低温)条件。当控制电流变大时，特别是SSH条件，曲线倾向于平的。这是因为晶体管9，15进入速度饱和，并且它的gm值不随控制电流继续增加。
提供温度变化补偿的现有技术的CCO设计的范例描述在题目为，“有温度补偿的622-MHz内插环VCO和抖动分析”的论文，Wing-HongChan，published in the IEEE International Symposium on Circuits andSystems，1997年六月9-12日，香港。然而此论文的方法只能在固定的频率上提供补偿，不能补偿过程的变化。此外，它需要许多产生更高的功耗、体积和费用的附加电路。
在“Low-jitter Process-Independent DLL and PLL Based on Self-BiasTechniques”，IEEE J.Solid-State Circuits，vil.31，No.11，1996年11月由John GManeatis提出另一现有技术的CCO设计的范例。然而，此现有技术的CCO不能足够的延伸CCO增益的线性区域或最小化过程和温度变化低灵敏度。
理想的是提供在宽的调节范围，更高的稳定性，降低的功耗和降低的过程和温度变化灵敏度，有延伸的线性增益的CCO。此外，理想的是提供有这些特性的CCO同时维持好的电源抑止比(PSRR)。

发明内容
本发明提供在宽的调节范围，具有更高的稳定性，降低的体积，降低的功耗和降低的过程和温度变化灵敏度，有延伸的线性增益的CCO。在本发明中由使用在CMOS中处理的3-级CCO获得这些特征。CCO获得对过程变化的低灵敏度，由使用RC//C加载结构在宽的频率范围获得线性增益。使用由电流源和与负载结构电连接的二极管组成的电源抑止比(PSRR)补偿部件也改善电源抑止比。
概括地，本发明是电流控制的振荡器，包括提供第一差分输出的第一部件和提供第二差分输出的第二部件。由电阻的和电抗性的元件组成的加载结构电的连接第一差分输出与第二差分输出。电阻的和电抗性的元件有选择的值，因此电阻的元件基本上延伸电流控制的振荡器的线性运行的频率范围。加载结构的晶体管具有连接到补偿电源电压的变化的电源抑止比补偿部件的栅极。


下面参考附图，作为例子描述本发明的优先的特征图1说明常规的CCO完全的差分倒相器单元和它的加载；图2说明使用RC//C加载结构的本发明的3-级CCO的级；图3显示如在图2中的CCO级，但包括电源抑止比(PSRR)补偿部件；图4(a)和4(b)分别是图1和图2的等效电路模型；图5是图4(b)的电路的极点零点图表；图6画出三种不同过程和温度条件的图1的电路的CCO增益；图7画出三种不同过程和温度条件的图2的增益补偿电路的CCO增益；图8画出二个不同电源电压和各个三种不同过程和温度条件的图3PSRR补偿电路的CCO增益；图9显示三级CCO。
具体实施例方式
图2说明在C11N数字CMOS中处理的3-级CCO的电路21。图9显示全部的三级CCO51，其中电路21定位为级53。由使用RC//C加载结构23，电路在宽的频率范围获得过程变化的低灵敏度和线性增益。在图1的现有技术电路和图2的本发明电路之间的不同是加载。pMOS晶体管25的源极通过电容器29串联连接到pMOS晶体管27的漏极。串联连接是连接在与电容器16并行连接的差分输出8和10之间。晶体管25和27的栅极都接地。
作为与Maneatis参考的CCO设计的比较，本发明的CCO有延伸超过50％的CCO增益的线性区，在500MHz到1.25GHz的输出频率范围CCO增益的过程和温度灵敏度降低33％到75％之间。
图4(a)说明图1的常规CCO电路的加载等效电路图41，图4(b)说明图2的本发明CCO电路的等效电路图43。
在图4(a)中，电阻R1 48连接到电容器C1 45。这里，R1≈1/gmt和C1 45等于电容器C16和CCO下一级的加载电容器Cgs之和(见图9)。这里，gm7是对称负载的等效gm，即，晶体管对9，11或13，15。下一级的Cgs也是在图2中的晶体管12，14的Cgs。此电路在以下位置有一个占优势的极点P1=1R1C1=gm7c1---(1.1)]]>CCO的振荡频率是Fosc=16R1C1=gm76c1---(1.2)]]>当调整电流55变化时，gm7的值也变化，因此，改变了输出频率。
在图4(b)中由在电阻器R2 42和C2 44之间的附加的串行连接添加与电容器C1 45并行表示图2的RC//C加载结构23。R1，C1有如图4(a)中同样的值。注意有常开的pMOS晶体管和在此电路中串行连接的电容器C244，产生了电路21更复杂的加载。计算显示此加载有2极点和1零点位于P1=-(τ1+τ2+R1C2)+(τ1+τ2+R1C2)2-4τ1τ22τ1τ2---(1.3)]]>P2=-(τ1+τ2+R1C2)+(τ1+τ2+R1C2)2-4τ1τ22τ1τ2---(1.4)]]>
Z1=1R2C2-----(1.5)]]>其中τ1＝R1C1和τ2＝R2C2公式是复杂的，因此，为了更好的理解在S面上极零点的运动，假设C1＝C2，只有电阻器R242是变量。考虑三种极端的情况。
P2=-1τ2,P1=1τ1---τ2>>τ1---(1.6)]]>P2=-3+52τ,P1=-3-52τ,τ2=τ1=τ-----(1.7)]]>P2=-1τ2,P1=12τ1,τ2<<τ1------(1.8)]]>图5的极零点图显示在公式1.6-1.8极点和零点的运动。P1开始在一 向0运动并在 停止，同时P2从0运动到负无穷，Z1从0开始，在 停止。
从图5，感兴趣的发现是如果极点和零点设置在标记在“最佳点”的框中时，振荡频率由P2确定而胜于P1，那么增加振荡频率。那么，由合适的选择在图2中晶体管25和27的晶体管尺寸，那些晶体管的阻抗可在高频率范围中支配振荡频率，并补偿在图6中曲线平的部分，因此延伸线性范围。
如前面提到的，gm7(电阻器R1)和调整/控制电流Ictrl之间的关系是非线性。由于速度饱和，在控制电流达到一定值后，gm7成为恒定值。在图1的电路7中，CCO增益在高频时成为平的(如在图6中所示的)。然而，在图2的电路21中，延伸CCO增益的线性范围。
图4b说明常开晶体管pMOS和电容器C2 44如何形成RC支路。在运行中，因为振荡，电压在节点A 46漂移。电容器C2 44连续的充电和放电。由公式1.9确定平均充电和放电电流和振荡频率fosc之间的关系12fosc·Ic=C2ΔV-----(1.9)]]>
其中Ic是平均充电-放电电流，ΔV49是跨过电容器C244电压的变化。如果ΔV49维持不变，Ic正比于振荡频率fosc。常开pMOS晶体管的阻抗值(电阻器R242)不是常数，它随充电电流Ic增加。在本发明中，选择晶体管的尺寸，因此由电阻器R242产生的极点支配在图6中的CCO增益曲线的平的部分。它补偿曲线的平的部分，并延伸线性范围。分别在图6和图7中显示由使用图1和图2的电路7和21，CCO增益的模拟结果。如同图6，图7说明CCO增益，但此时为图2的电路21。控制电流(安培)沿x-轴绘制而频率(赫兹)沿y-轴绘制。不同的设计过程拐角和温度有分离的曲线。曲线表示SSH(慢-慢，高温)，正常和FFL(快-快，低温)条件。
图7显示对本发明的电路21在不同的运行条件之间CCO增益曲线的分散变得更小。这是因为对FFL条件，R242阻抗值的变化(晶体管25，27的阻抗值)是小的，对SSH条件，R242的阻抗值是大的。那么，R242对SSH情况比FFL情况有更多的影响，引起SSH情况的曲线向FFL情况的曲线移动，那么降低由于过程变化的CCO增益灵敏度。同样的原因，SSH曲线实际上在高频率重叠正常情况的曲线。
图3说明本发明的另一实例，包括电源抑止比(PSRR)补偿部件31。在图2中电路21的晶体管25，27作用为电阻器。电源电压Vdd的变化改变晶体管25，27的阻抗值，因此改变频率性能。晶体管25，27工作在非差分方式，因此能降低电源抑止比(PSRR)。胜于如在图2中的晶体管25，27的栅极接地，栅极连接跟踪电源变化的PSRR补偿部件31。在节点35的电压跟踪在17的电源电压Vdd。PSRR补偿包括二极管59，电流源37和电流反射镜57。电位Vpsrr和CCO输出相对于电源有相同的变化。因此，图3的晶体管25，27的阻抗变得独立于电源的变化。
如同图6和图7，图8说明CCO增益，但此时对图3的电路33。控制电流(安培)沿x-轴绘制而频率(赫兹)y-轴绘制。不同的设计过程拐角和温度有分离的曲线。曲线表示SSH(慢-慢，高温)，正常和FFL(快-快，低温)条件。为了说明PSRR性能，对各组过程拐角和温度画出两个不同Vdd(1.65V和1.35V)的曲线。从图8也可看到电路33有好的PSRR性能。
回到图9，单元53可以是本发明的电路21或33。
在另一可选择的实例中，晶体管25，27的栅极可连接到不同的电位，获得其它的优点，如更好的PSRR性能，更好的TC(温度系数)等。
在说明的实例中，阻抗的其它组合可以用作为加载结构23和PSRR补偿部件31。那么，虽然上面使用特定的实例描述本发明，对本领域的技术人员是清楚的，在权利要求的范围中许多改变是可能的。
权利要求
1.一种电流控制的振荡器，包括第一部件，用于提供第一差分输出；第二部件，用于提供第二差分输出；加载结构，包括电连接第一差分输出与第二差分输出的电阻的和电抗性的元件，电阻的和电抗性的元件有选择的值，因此，电阻的和电抗性元件产生在高频率范围支配的振荡频率，因此通过补偿速度饱和的效果，基本上延伸了电流控制的振荡器的线性运行频率范围。
2.根据权利要求1所述的电流控制的振荡器，其特征在于第一和第二部件由并行和串行连接的晶体管组成。
3.一种电流控制的振荡器，包括第一部件，用于提供第一差分输出；第二部件，用于提供第二差分输出；加载结构，包括电连接第一差分输出与第二差分输出的电阻的和电抗性的元件，电阻的和电抗性的元件有选择的值，因此，电阻元件基本上延伸了电流控制的振荡器的线性运行的频率范围，其中，加载结构包括晶体管和电容器。
4.根据权利要求3所述的电流控制的振荡器，其特征在于加载结构的晶体管有接地的栅极。
5.根据权利要求3所述的电流控制的振荡器，其特征在于加载结构的晶体管有连接到电源抑止比补偿部件的栅极，补偿电源电压变化。
6.根据权利要求5所述的电流控制的振荡器，其特征在于电源抑止比补偿部件，第一部件和第二部件由同样的电源电压供给，电源抑止比补偿部件包括二极管和电流源。
7.根据权利要求3所述的电流控制的振荡器，其特征在于加载结构包括与电容器串联的电阻器，所述电容器和电阻器与另一电容器并联。
8.根据权利要求3所述的电流控制的振荡器，其特征在于电阻的元件是晶体管，电抗性的元件是电容器。
9.根据权利要求8所述的电流控制的振荡器，其特征在于晶体管是场效应晶体管。
10.根据权利要求8所述的电流控制的振荡器，其特征在于场效应晶体管是pMOS。
全文摘要
本发明提供电流控制的振荡器，包括提供第一差分输出的第一部件和提供第二差分输出的第二部件。加载结构，电连接第一差分输出与第二差分输出的电阻的和电抗性的元件。电阻的和电抗性的元件有选择的值，因此电阻元件充分的延伸电流控制的振荡器的线性运行的频率范围。加载结构的晶体管与电源抑止比补偿部件连接，补偿电源电压的变化。
文档编号H03K3/00GK1695294SQ02829970
公开日2005年11月9日 申请日期2002年11月29日 优先权日2002年11月29日
发明者吴海捷, 孙晶 申请人:因芬奈昂技术股份有限公司