专利名称：用于提高差动放大器转换速率的电路和方法
技术领域：
本发明通常涉及高速运算放大器，并且，更进一步地，涉及具有可提供具有频率补偿电路的差动放大器，在低功耗的条件下，此差动放大器能够提高的转换速率。
背景技术：
一般而言，运算放大器作为一种通用的集成电路，是各种类型的电子电路中的常用器件。例如，运算放大器典型地被用作LCD(液晶显示器)装置、DACs(数模转换器)、ADCs(模数转换器)、开关电容滤波器、模拟滤波器等的输出驱动器。在LCD装置中，信号源驱动器电路就是使用运算放大器构成的，运算放大器作为信号线驱动器驱动输出信号来传送放大后的色彩信号到TFT LCD板。信号线驱动器差动放大提供给运算放大器的差动输入级的同相信号输入端和反相信号输入端的输入信号。
对于运算放大器来说，电路的性能和可靠性取决于转换速率，或者说是作为输入信号的函数的输出信号的响应速度。现在，如QVGA(四分之一视频图形阵列)和VGA(视频图形阵列)的高分辨率LCD板显示器正在不断地发展，并且正在优化来提供更高的分辨率。随着分辨率的增加，驱动TFT-LCD板的输入信号的激励周期变得更短。结果，使差动放大器的转换速率最小化是重要的。
图1示出了传统的具有两级布局的差动放大器(100)，此放大器在差动放大器的输入和输出提供了线对线(rail-to-rail)共模工作范围。通常，运算放大器(100)包括差动输入电路(110)、交叠共源共栅级(folded cascode stage)(120)(增益级)和AB类输出级(130)。差动输入电路(110)和交叠共源共栅级(120)构成了叠加射地-基地OTA(运算跨导放大器)放大器，此放大器放大提供给同相端INP和反相端INN的两个输入电压的差，并在输出级(130)产生电流。此外，运算放大器(100)包括一个频率补偿电路(140)，其执行已知的按照共源共栅方式构成的密勒频率补偿(cascoded Miller frequency compensation)方案来增大相位裕度和减小振荡，这在现有技术中是已知的。运算放大器(100)的结构和工作在现有技术中是所熟知的，在此不需要详细的说明。然而，为了说明的目的，下面将对运算放大器(100)的组成部分和功能作简要的描述。
差动输入电路(110)被设计为提供线对线的工作，在其中，输入共模电压可以在正电源线电压VDD和负电源线电压VSS之间的整个范围内变化。差动输入电路(110)包括具有PMOS晶体管DTR11和DTR12的第一差动放大器，具有NMOS晶体管DTR21和DTR22的第二差动放大器，第一电流源ITR1和第二电流源ITR2。PMOS晶体管DTR11和DTR12(第一差动放大器中)是匹配晶体管对，其具有源极共同连接到节点N10的共源极配置。第一电流源ITR1连接在节点N10和正电源线电压VDD之间。第一电流源ITR1为一PMOS晶体管，其吸收第一差动放大器的偏置电流IB1，以便提供充分恒定的偏置电流给PMOS晶体管DTR11和DTR12。偏置控制电压VB1输入到PMOS晶体管ITR1的栅极来控制提供给第一差动放大器的偏置电流IB1的大小。
同样地，NMOS晶体管DTR21和DTR22(第二差动放大器中)是匹配晶体管对，其具有源极共同连接到节点N20的共源极配置。第二电流源ITR2连接在公共节点N20和负电源线电压VSS之间。第二电流源ITR2为一NMOS晶体管，其吸收第二差动放大器的偏置电流IB2，以便提供充分恒定的偏置电流给NMOS晶体管DTR21和DTR22。偏置控制电压VB6输入到晶体管ITR2的栅极来控制提供给第二差动放大器的偏置电流IB2的大小。典型地，对偏置控制电压VB1和VB6进行控制，以便使提供给第一差动放大器的偏置电流IB1和提供给第二差动放大器的偏置电流IB2充分相同(即，IB1＝IB2)。
晶体管DTR11和DTR21的栅极共同地连接到正(同相)输入端INP，晶体管DTR12和DTR22栅极共同地连接到负(反相)输入端INN。NMOS晶体管DTR21和DTR22漏极作为输出端连接到交叠共源共栅级(120)中的节点N1和N1′。PMOS晶体管DTR11和DTR12漏极作为输出端连接到交叠共源共栅级(120)中的节点N2和N2′。
通常，交叠共源共栅级(120)包括由两个电流镜和一个用于驱动电流镜的共用浮动电流源组成的求和电路。特别地，交叠共源共栅级(120)包括第一组控制晶体管和第二组控制晶体管，其中第一组控制晶体管包括PMOS晶体管CTR1、CTR2、CTR3和CTR4，第二组控制晶体管包括NMOS晶体管CTR5、CTR6、CTR7和CTR8。第一组控制晶体管CTR1～CTR4组成第一电流镜，并且第二组控制晶体管CTR5～CTR8组成第二电流镜。进一步，偏置晶体管BTR1和BTR3组成用于驱动电流镜的浮动电流源。外部偏置电压VB2提供给CTR3和CTR4的栅极，并且外部偏置电压VB5提供给CTR5和CTR6的栅极。进一步，外部偏置电压VB3和VB4分别提供给BTR1和BTR3的栅极。
求和电路将差动输入级(110)中的多个差动放大器的输出电流相加，并由此为驱动器输出级(130)提供驱动电流。特别地，第一电流镜CTR1～CTR4由输入晶体管对DTR21和DTR22的漏极电流提供输入，第二电流镜CTR5～CTR8由输入晶体管对DTR11和DTR12的漏极电流提供输入。电流镜电路对节点N1′和N2′的输出电流进行镜像，并将这些电流与节点N1和N2的电流相加来提供驱动电流给输出级(130)。
输出级(130)包括AB类线对线输出级，其包括一对共源极连接的输出晶体管PUTR和PDTR，其中晶体管PUTR和PDTR分别连接到控制节点NC1和NC2。共源共栅级(120)包括一由互补晶体管对BTR2和BTR4组成的提供AB类控制的偏压控制电路。晶体管BTR2和BTR4并联于控制节点NC1和NC2之间来并行地提供驱动电流给输出晶体管PUTR和PDTR，并且晶体管BTR2和BTR4分别由偏置电压VB3和VB4偏置。AB类方式是通过将输出晶体管PUTR和PDTR的栅极之间的电压保持恒定(即，NC1-NC2＝常数)来执行的。浮动电流源对AB类控制电路和求和电路进行偏置。偏压控制晶体管BTR2和BTR4在结构上与浮动电流源晶体管BTR1和BTR3类似，其导致静态电流不依赖于电源电压。
频率补偿电路(140)包括补偿电容C1和C2，其连接在输出节点NOUT和共源共栅级(120)之间来提供现有技术所熟知的按照共源共栅方式构成的密勒补偿。第一电容C1连接在输出节点NOUT和节点N1之间，并且第二电容C2连接在输出节点NOUT和节点N2之间。通常，当运算放大器配置为具有反馈时，补偿电路(140)运行来提供所需要的补偿来保持稳定性。并且补偿电路可以增加相位裕度。然而，增加补偿电容器会引起输出信号的转换，这是当驱动输出节点NOUT时，对电容器进行充电和放电的时间延迟所导致的结果。
更进一步，在图1中的传统放大器中，输出信号的转换速率主要是由电流IS来决定的，电流IS可以用来给补偿电容器C1和C2充电和放电。输出信号的转换速率是由公式SR=dVodt=ISCl]]>决定的，其中Vo为输出电压，用于转换的有效电流IS为差动放大器的偏置电流(IB1＝IB2)，并且补偿电容器的电容值为C1＝C2。在设计放大器(100)时，首选采用基于例如，放大器增益、工作频率、负载阻抗、期望整定时间等已知技术的电容器C1和C2，来达到预期的稳定性。转换速率则是由差动放大器的偏置电流IB1＝IB2决定的。例如，在使用图1中的差动放大器的传统TFT-LCD源驱动器电路中，当输出电压Vout偏转到最大值时，需要选择偏置电流IB1＝IB2使得满足最大驱动器输出设置时间(setup time)，tD。
图4为当运算放大器(100)配置为单端、具有单位增益的同相差动放大器时(即，输出端NOUT连接到差动放大器的反相输入INN)，其输入和输出电压的波形示意图。理想地，输出电压波形(用PD表示)跟随输入电压波形(用INP表示)。然而，输出电压PD的上升沿和下降沿具有斜率转换，其中斜率是由转换速率来决定的。在图1中，当节点NOUT的输出电压从Vo1到Vo2转换时，输出信号NP的转换取决于对补偿电容器C1、C2进行充电/放电所需的时间。在这种情况下，补偿电容器C1、C2上的电压必须由ΔV＝Vo1-Vo2来改变，其需要电容器C1、C2充电/放电CΔV。连接到输出节点NOUT的补偿电容器C1、C2的节点，能够快速地由流过PUTR和PDTR的输出电流来充电或放电。然而，连接到共源共栅的节点N1和N2节点的补偿电容器C1、C2节点由小电流IS充电/放电，其中电流IS具有与偏置电流IB1＝IB2相同的最大值，这实际上限制转换速率。
为了提高转化速率，补偿电容器C1和C2中每一个的大小都需要减小或者差动放大器的偏置电流必须增加。然而，减小补偿电容器C1和C2的大小会引起稳定性的降低和输出电压的振荡，而这些都是不希望的。尽管可以通过增加偏置电流来提高转换速率，但是由于增加偏置电流会导致功耗的增加，这同样是不希望的。
发明内容
通常，本发明的示范性实施例包括具有频率补偿电路的高速运算放大器，其中频率补偿电路提供具有低功耗的改进的转换速率。更进一步，本发明的示范性实施例的频率补偿电路和方法动态配置实现密勒补偿的频率补偿电路，借此在驱动器配置和驱动期间，改变补偿电容器的节点连接，从而在配置期间补偿电容器连接到电源电压来使用电源电流对补偿电容器进行快速充电/放电，并且在配置和驱动周期，提供频率补偿来保持电路的稳定性和防止由反馈所导致的输出电压的振荡。
在本发明的一个示范性实施例中，运算放大器包括第一差动放大器输入级，具有输出节点NOUT的第二级，和连接在输出节点NOUT和第一差动放大器输入级的输出节点N1之间的频率补偿电路。频率补偿电路包括第一电容器和第一、第二开关。第一开关和第一电容器串联连接在电源电压线和输出节点NOUT之间。第二开关连接到输出节点N1以及第一开关和第一电容器之间的节点。
当输入信号输入到差动放大器输入级的第一输入端时，控制电路产生多个开关控制信号。在第一时间周期(输出驱动器设置周期)期间，产生的开关控制信号激活第一开关将第一电容器连接到电源电压线，并且使第二开关无效。其后，在第一时间周期之后的第二时间周期(驱动周期)期间，产生的开关控制信号使第一开关无效并且激活第二开关将第一电容器连接到输出节点N1。
在本发明的另一个示范性实施例中，运算放大器包括第一差动放大器输入级，具有输出节点NOUT的第二级，和连接在输出节点NOUT和第一差动放大器输入级的输出节点N1之间的频率补偿电路。频率补偿电路包括第一电容器、第二电容器和第一、第二、第三开关。第一开关和第一电容器串联连接在电源电压线和输出节点NOUT之间。第二开关连接到输出节点N1以及第一开关与第一电容器之间的节点。第二电容器连接在输出节点NOUT和N1之间，并且第三开关连接在输出节点NOUT和运算放大器的输出端之间。
当输入信号输入到差动放大器输入级的第一输入端时，控制电路产生多个开关控制信号。在第一时间周期(驱动器输出设置周期)期间，产生的开关控制信号激活第一开关将第一电容器连接到电源电压线，并且使第二开关和第三开关无效。其后，在第一时间周期之后的第二时间周期(驱动周期)期间，产生的开关控制信号使第一开关无效，并且激活第二开关和第三开关将第一和第二电容并联连接在输出节点NOUT和N1之间，并且将输出节点NOUT连接到输出焊盘来驱动输出负载。
通过下面连同附图的示范性实施例的具体描述中，本发明的这些和其他示范性实施例、方面、目的、特征和优越性将示范性会更明显。
图1示出了传统的运算放大器。
图2示出了根据本发明示范性实施例的运算放大器。
图3示出了根据本发明另一示范性实施例的运算放大器。
图4为当图1中的运算放大器配置为单端、具有单位增益的同相差动放大器时，其输入和输出电压的波形示意图。
图5为根据本发明示范性实施例，当图2中的运算放大器配置为单端、具有单位增益的同相差动放大器时，其输入和输出电压的波形示意图。
图6为根据本发明的示范性实施例，图2中运算放大器的示范性工作模式的时序图。
图7为根据本发明的示范性实施例，图3中运算放大器的示范性工作模式的时序图。
图8示出了根据本发明另一示范性实施例的运算放大器。
图9示出了根据本发明另一示范性实施例的运算放大器。
具体实施例图2示出了根据本发明示范性实施例的运算放大器(200)。除了运算放大器(200)包括频率补偿电路(240)之外，运算放大器(200)具有类似于图1中的运算放大器(100)的结构，频率补偿电路(240)设计为在不增加静态功耗的情况下提高转换速率。一般地，运算放大器(200)包括第一电源电压(VDD)线和第二电源电压(VSS)线，包括同相输入端INP和反相信号输入端INN的差动放大器输入级(110)，连接到差动放大器输入级(110)的输出的交叠共源共栅级(120)，和用于产生驱动输出节点NOUT的驱动电流的AB类输出驱动器级(130)。不同的级(110、120和130)在结构和工作上都与图1中的运算放大器相似，并且，因此不需要详细说明。
频率补偿电路(240)包括开关SW11、SW12、SW21、SW22和SW3，还包括电容器C11、C12、C21和C22。补偿电路(240)连接到交叠共源共栅级(120)的节点N1、N2和输出节点NOUT。通过反馈，输出节点NOUT连接到差动放大器输入级(110)的反相输入端(INN)。开关SW11和电容器C11串联连接在VDD电源电压线和输出节点NOUT之间。开关SW12和电容器C12串联连接在VSS电源电压线和输出节点NOUT之间。开关SW21连接到交叠共源共栅级(120)的节点N1以及开关SW11和电容器C11之间的节点N11。开关SW22连接到交叠共源共栅级(120)的节点N2以及开关SW12和电容器C12之间的节点N22。进一步，电容器C21连接在交叠共源共栅级(120)的节点N1和输出节点NOUT之间，并且电容器C22连接在交叠共源共栅级(120)的节点N2和输出节点NOUT之间。开关SW3连接在输出节点NOUT和运算放大器(200)的输出端(或焊盘)PD之间。
在图2中的示范性实施例中，开关SW11、SW12、SW21、SW22和SW3根据各自的控制信号CTRL1和CTRL2在确定的时间周期期间被有选择地激活和无效，以便以提供稳定工作的同时提高转换速率的方式来改变不同补偿电容器C11、C12、C21和C22的节点连接关系。本质上，当电容C11和C21并联连接在共源共栅节点N1和输出节点NOUT之间时，补偿电路(240)中的补偿电容C11和C21共同地可以看作图1中的补偿电路(140)中的补偿电容C1(其中C1＝C11+C12)。同样地，当电容C12和C22并联连接在共源共栅节点N2和输出节点NOUT之间时，补偿电容C12和C22共同地可以看作图1中的补偿电路(140)中的补偿电容C2(其中C2＝C12+C22)。然而，如以下要说明的，在保持电路的稳定性和低功耗的条件下，将每个补偿电容器C1和C2(图1中)分为分别与动态切换控制耦合的两个分离的电容器C11/C21和C12/C22，能够使转换速率得到充分的改善。
现在，参照图5和6的波形图，来讨论具有补偿电路(240)的运算放大器(200)的一个示范性工作模式，其中假定运算放大器(200)被配置为输出节点NOUT连接到差动输入级(110)的反相输入端INN的单位增益缓冲器，并且其中输入信号被提供给同相输入端INP。为了说明的目的，进一步假定时间周期P(包含周期P1和P2)表示TFT LCD的行线扫描时间，其中时间周期P1(t1～t0)表示固定的、预定的源驱动器设置时间，并且周期P2为驱动源线(source 1ine)的周期。如上述所提及的，当多个LCD被设计为具有更高的分辨率时，激活周期必须减小(例如，周期P必须增加)。因此，优选的是限制驱动源线所需的最大、固定设置时间周期P1。
参考图5和6，差动放大工作开始于将输入信号INP施加在输入级(110)的同相端的时间t0。进一步，在时间t0，控制信号CTRL1被设定来激活(闭合)开关SW11和SW12以及第二控制信号CTRL2被设为无效(断开)开关SW21、SW22和SW3。因此，在时间t0，补偿电容器C11和C12被分别从共源共栅节点N1和N2断开，并且分别连接到电源(VDD)和地(VSS)电压线。此外，输出节点NOUT被从连接到输出焊盘PD的电容性负载上断开。
在时间t0，在提供充分补偿来保持电路稳定性和防止输出电压振荡的条件下，在周期P1期间，动态地将补偿电路(240)配置成使节点NOUT的输出电压能够快速转换的状态。特别地，在周期P1期间，小容量补偿电容器C11和C12被电源VDD和地电压VSS所提供的电流快速充电/放电，并且小容量补偿电容器C21和C22被节点N1和N2提供的小的偏置电流快速充电/放电。其结果，如图5中所描述的，输出电压NOUT快速转换到输入电压INP的电平，从而使转换速率得到了提高。
此外，在设定周期P1时，补偿电容器C21和C22，虽然容量小，但由于反馈的作用，也能够提供充分补偿来保持稳定性和防止输出节点NOUT的输出电压的振荡。由于节点NOUT从大输出电容负载断开(通过断开开关SW3)，并且被有效的小容量电容性负载所代替，所以补偿是由小容量电容器C21和C22在周期P1实现，其中小容量电容性负载是由作为与C21和C22成比例的小容量负载电容器(比负载电容值小)的小容量电容器C11和C12来实现的。
再参考图5和6，在时间t1，到了设定周期P1终止的时候，控制信号CTRL1被设为无效从而开关SW11和SW12被无效(断开)，并且第二控制信号CTRL2被设定为激活(闭合)开关SW21、SW22和SW3。因此，在时间t1，输出节点NOUT耦合到输出焊盘PD(耦合到负载)。此外，补偿电容器C11和C12分别从电源电压线VDD和地电压线VSS断开，并且分别连接到共源共栅节点N1和N2。在这种情况下，补偿电容器C11和C21并联在节点N1和输出节点NOUT之间。同样地，补偿电容器C12和C22并联连接在节点N2和输出节点NOUT之间。
在时间t1，在提供充分补偿来保持电路稳定性和防止输出电压振荡的条件下，在周期P2期间，动态地将补偿电路(240)配置成有效地驱动具有固定输出电压的输出负载的状态。特别地，在时间t1，当节点NOUT的输出电压耦合到输出焊盘PD时，输出电压的稳定性是通过并联连接的电容器C11/C21和C12/C22提供的补偿来保持的，以至于由于反馈的作用，输出焊盘电压PD就不会在连接到输出节点电压NOUT上时发生振荡。因此，在周期P2期间，就能够用与驱动负载线的负载电容成比例的充分补偿来驱动输出负载(例如，源线)。
在图2中的示范性实施例中，增加了的稳定性是进一步由在弱反型(weakinversion)状态下工作控制晶体管CTR2和CTR8来实现的，这样过驱动电压(Vgs-Vth)实际上就是0伏特(非常小的20-30mv)。通过将晶体管CTR2和CTR8的过驱动电压保持在实际上的0伏特，节点N1的电压大致保持在VDD并且节点N2的电压大致保持在VSS。在这种情况下，当节点N1和N11通过处于激活状态的开关SW21连接到一起时，在驱动周期P2开始的时候，非常小的节点间电压差(大约为0V)不会引起输出电压的电压振荡。同样地，当节点N2和N22通过处于激活状态的开关SW22连接到一起时，在驱动周期P2开始的时候，非常小的节点间电压差(大约为0V)不会引起输出电压的电压振荡。
因此，如上述说明，在不同的周期，通过控制开关来改变补偿电容器的连接可以动态配置频率补偿电路(240)，因此在提供充分稳定性的条件下得到增加了的转换速率。在图2中的示范性实施例中，例如，开关可以使用NMOS或PMOS晶体管来实现。电容C21/C11和C22/C12的比例是可以选择的，从而来提供所需要的转换速率和稳定性。在一个示范性实施例中，C11和C21选择为比例C21/C11＝1/4并且C22/C12＝1/4。进一步，补偿电容器C11、C21、C12和C22的值可以选择为C11+C21＝C1和C12+C22＝C2，其中，电容器C1和C2的值可以选择与以上参照图1所讨论的补偿电容器C1和C2的值相同或相似。与图1中的传统电路相比，运算放大器(200)可以得到提高了(C11+C22)/C21的转换速率。
图3示出了根据本发明的一个示范性实施例的运算放大器(300)。除了运算放大器(300)具有频率补偿电路(340)之外，运算放大器(300)具有与图1中运算放大器(100)相似的结构，频率补偿电路(340)设计为在不增加静态功耗的情况下增加转换速率。一般地，运算放大器(300)包括第一电压(VDD)线和第二电压(VSS)线，包括同相输入端INP和反相信号输入端INN的差动放大器输入级(110)，连接到差动放大器输入级(110)的输出的交叠共源共栅级(120)，和用于产生驱动输出节点NOUT的驱动电流的AB类输出驱动器级(130)。不同的级(110、120和130)在结构和工作上都与图1中的运算放大器相似，并且，因此不需要详细说明。
频率补偿电路(340)包括开关SW11、SW12、SW21和SW22，还包括电容器C1和C2。补偿电路(340)连接到交叠共源共栅级(120)的节点N1、N2和输出节点NOUT。通过反馈，输出节点NOUT连接在到差动放大器输入级(110)的反相输入端(INN)。开关SW11和电容器C1串联连接在VDD电源电压线和输出节点NOUT之间。开关SW12和电容器C2串联连接在VSS电源电压线和输出节点NOUT之间。开关SW21连接到交叠共源共栅级(120)的节点N1以及在开关SW11和电容器C1之间的节点N11。开关SW22连接到交叠共源共栅级(120)的节点N2以及在开关SW12和电容器C2之间的节点N22。
在图3中的示范性实施例中，开关SW11、SW12、SW21和SW22根据各自的控制信号CTRL1和CTRL2在确定的时间周期期间被有选择地激活和无效，以便以提供稳定工作的同时提高转换速率的方式来改变不同补偿电容器C1和C2的节点连接关系。现在参考图7的波形图来讨论具有补偿电路(340)的运算放大器(300)的一个示范性工作模式，其中假定运算放大器(300)被配置为输出节点NOUT连接到差动输入级(110)的反相输入端INN的单位增益缓冲器，并且其中输入信号被提供给同相输入端INP。为了说明的目的，如上述所提及的，进一步假定时间周期P(包含周期P1和P2)表示TFT LCD的列线扫描时间，其中时间周期P1(t1～t0)表示固定的、预定的源驱动器设置时间，并且周期P2为驱动源线的周期。
参考图7，差动放大工作开始于输入信号INP提供给输入级(110)的同相端的时间t0。进一步，在时间t0，控制信号CTRL1被设定来激活(闭合)开关SW11和SW12以及第二控制信号CTRL2被设为无效(断开)开关SW21和SW22。因此，在时间t0，补偿电容器C1和C2被分别从共源共栅节点N1和N2断开，并且分别连接到电源(VDD)和地(VSS)电压线。
在时间t0，由于电容器C1和C2可以被电源VDD和地电压VSS提供的电流快速充电/放电，在周期P1期间，动态地将补偿电路(340)配置成使节点NOUT的输出电压能够快速转换的状态，从而使转换速率得到了提高。在周期P1期间，由于缺少连接在输出节点NOUT和共源共栅节点N1和N2之间的密勒补偿电容器，可能出现一些不稳定性。
在图7中的进一步描述，在时间t1，到了设定周期P1终止的时候，控制信号CTRL1被设为无效从而开关SW11和SW12被无效(断开)，并且第二控制信号CTRL2被设定为激活(闭合)开关SW21和SW22。因此，在时间t1，补偿电容器C1和C2分别从电源电压线VDD和地电压线VSS断开，并且分别连接到共源共栅节点N1和N2。因此，在时间t1，在提供充分补偿来保持电路稳定性和防止输出电压振荡的条件下，在周期P2期间，动态地将补偿电路(340)配置成有效地驱动具有固定输出电压的输出负载的状态。尽管由于缺少密勒补偿而可能在周期P1期间引起振荡，但当电容器C1和C2连接到节点N1和N2时，可以选择电容器C1和C2的值，以便在周期P2开始的时候快速抑制电压的振荡。
在图3的示范性实施例中，如上述对图2中的示范性实施例的讨论一样，增加了的稳定性是进一步由在弱反型状态(a weak inversion state)下工作控制晶体管CTR2和CTR8来实现的，这样过驱动电压(Vgs-Vth)实际上就是0伏特(非常小的20-30mv)。通过将晶体管CTR2和CTR8的过驱动电压保持在实际上的0伏特，节点N1的电压大致保持在VDD并且节点N2的电压大致保持在VSS。在这种情况下，当节点N1和N11通过处于激活状态的开关SW21连接到一起时，在驱动周期P2开始的时候，非常小的节点间电压差(大约为0V)不会引起输出电压的电压振荡。同样地，当节点N2和N22通过处于激活状态的开关SW22连接到一起时，在驱动周期P2开始的时候，非常小的节点间电压差(大约0V)不会引起输出电压的电压波动。
可以理解的是，图2和3中所描述的放大器仅仅是放大器电路的例子，其中放大器电路可以实现根据本发明的示范性实施例的方法的频率补偿电路。可以估计到，本发明的频率补偿电路和方法可以广泛地应用于在具有反馈的各种类型的多级放大器中来保持稳定性。例如，图8和9是根据本发明的其他示范性实施例的运算放大器的高级原理示意图。
特别地，参考图8，运算放大器(400)包括具有的第一级S1和第二级S2的两级布局，以及连接在输出节NOUT和级S1的输出节点(例如，共源共栅的节点)之间的频率补偿电路(440)。第一级S1包括差动输入和具有任何适当结构的增益级(例如，共源共栅电路)。第二级包括具有任何适当结构来实现所需要的放大类型(例如，AB类，A类等)的增益级(或输出级)。输出节点NOUT连接到输入级S1的反相输入端。频率补偿电路(440)包括补偿电容器C11和C12，还包括开关SW1、SW2和SW3，并且作为反馈的结果，频率补偿电路工作起来提供频率补偿和保持输出电压的稳定性。频率补偿电路(440)在工作和结构上都类似于图2中的频率补偿电路(240)，因此不需要详细的说明。
参考图9，运算放大器(500)包括具有的第一级S1和第二级S2的两级布局，以及连接在输出节NOUT和级S1的输出节点(例如，共源共栅的节点)之间的频率补偿电路(540)。如同图8中的示范性实施例一样，第一级S1包括差动输入和具有任何适当结构的增益级(例如，共源共栅电路)，并且第二级包括具有任何适当结构来实现所需要的放大类型(例如，AB类，A类等)的增益级(或输出级)。输出节点NOUT连接到输入级S1的反相输入端。频率补偿电路(540)包括补偿电容器C1、开关SW1和SW2，并且作为反馈的结果，频率补偿电路工作来提供频率补偿和保持输出电压的稳定性。频率补偿电路(540)在工作和结构上都类似于图3中的频率补偿电路(340)，因此不需要详细的说明。
尽管在此已经参考
了本发明的示例性实施例，但是可以理解的是，本发明不局限于这些明确的实施例，本领域的技术人员在不脱离本发明的范围和精神所作出的其他不同变化和修改都落入本发明的保护范围。所有这些变化和修改都确定为包括在由附加的权利要求所定义的本发明的范围内。
权利要求
1.一种运算放大器，包括第一电源电压线；第二电源电压线；包括第一信号输入端和第二信号输入端的差动放大器输入级；连接到差动放大器输入级的输出的交叠共源共栅级，交叠共源共栅级包括第一、第二、第三和第四节点；用于产生驱动电流给运算放大器电路的输出节点的输出驱动器级，输出驱动器级包括分别连接到交叠共源共栅级的第一和第二节点的第一和第二输出晶体管；并且连接到交叠共源共栅级的第三和第四节点和运算放大器电路的输出节点的补偿电路，其中输出节点连接到差动放大器输入级的第二信号输入端，其中补偿电路包括第一和第二电容器；和第一、第二、第三和第四开关；其中第一开关和第一电容器串联连接在第一电源电压线和输出节点之间，其中第二开关和第二电容器串联连接在第二电源电压线和输出节点之间；其中第三开关连接到交叠共源共栅级的第三节点以及在第一开关和第一电容器之间的节点上；并且其中第四开关连接到交叠共源共栅级的第四节点以及在第二开关和第二电容器之间的节点上。
2.如权利要求1所述运算放大器，其中补偿电路进一步包括连接在交叠共源共栅级的第三节点和输出节点之间的第三电容器，以及包括连接在交叠共源共栅级的第四节点和输出节点之间的第四电容器。
3.如权利要求2所述运算放大器，其中补偿电路进一步包括连接在输出节点和运算放大器电路的输出端之间的第五开关。
4.如权利要求1所述运算放大器，进一步包括当输入信号输入到差动放大器电路的第一输入端时，产生多个开关控制信号的控制电路，其中在第一时间周期期间，产生的开关控制信号激活第一和第二开关以便将第一和第二电容器分别连接到第一电源电压线和第二电源电压线，并且使第三和第四开关无效；并且其中在第一时间周期之后的第二时间周期期间，产生的开关控制信号使第一和第二开关无效，以及激活第三和第四开关以便将第一和第二电容器分别连接到交叠其源共栅级的第三和第四节点。
5.如权利要求3所述运算放大器，进一步包括当输入信号输入到差动放大器电路的第一输入端时，产生多个开关控制信号的控制电路，其中在第一时间周期期间，产生的开关控制信号激活第一和第二开关以便将第一和第二电容器分别连接到第一电源电压线和第二电源电压线，并且使第三、第四和第五开关无效；并且其中在第一时间周期之后的第二时间周期期间，产生的开关控制信号使第一和第二开关无效，以及激活第三、第四和第五开关以便将第一和第三电容器并联连接在交叠共源共栅级的第三节点和输出端之间，以及将第二和第四电容器并联连接在交叠共源共栅级的第四节点和输出端之间。
6.一种运算放大器，包括第一差动放大器输入级；具有输出节点NOUT的第二级；和连接在输出节点NOUT和第一差动放大器输入级的输出节点N1之间的频率补偿电路；其中频率补偿电路包括第一电容器；和第一和第二开关；其中第一开关和第一电容器串联连接在电源电压线和输出节点NOUT之间；并且其中第二开关连接到输出节点N1，并且连接到第一开关和第一电容器之间的节点。
7.如权利要求6所述运算放大器，其中补偿电路进一步包括连接在输出节点NOUT和N1之间的第二电容器；和连接在输出节点NOUT和运算放大器输出端之间的第三开关。
8.如权利要求6所述运算放大器，进一步包括当输入信号输入到差动放大器输入级的第一输入端时，产生多个开关控制信号的控制电路，其中在第一时间周期期间，产生的开关控制信号激活第一开关来连接第一电容器到电源电压线，并且使第二开关无效；和其中在第一时间周期之后的第二时间周期期间，产生的开关控制信号使第一开关无效，以及激活第二开关来连接第一电容器到输出节点N1。
9.如权利要求7所述运算放大器，进一步包括当输入信号输入到差动放大器输入级的第一输入端时，产生多个开关控制信号的控制电路，其中在第一时间周期期间，产生的开关控制信号激活第一开关来连接第一电容器到电源电压线，并且使第二开关和第三开关无效；和其中在第一时间周期之后的第二时间周期期间，产生的开关控制信号使第一开关无效，并且激活第二和第三开关以便将第一和第二电容器并联连接在输出节点NOUT和N1之间，以及将输出节点NOUT连接到输出焊盘来驱动输出负载。
10.如权利要求6所述运算放大器，其中第一差动放大器输入级包括差动放大器和放大差动放大器的输出电流的交叠共源共栅增益级。
11.如权利要求10所述运算放大器，其中第一电容器连接在输出节点NOUT和N1之间，来提供按照共源共栅方式构成的密勒频率补偿。
12.如权利要求6所述运算放大器，其中第一和第二级提供线对线共模工作范围。
13.如权利要求8所述运算放大器，其中第一时间周期为预定的源驱动器设置时间，并且第二时间周期为用来驱动LCD板中的源线的固定时间周期。
14.如权利要求9所述运算放大器，其中第一时间周期为预定的源驱动器设置时间，并且第二时间周期为用于驱动LCD板中的源线的固定时间周期。
15.一种用于产生驱动负载的运算放大器的输出电压的方法，包括步骤差动放大输入到运算放大器的同相输入端的数据信号以及输入到运算放大器的反相输入端的反馈信号，其中反馈信号为运算放大器的输出端NOUT的输出电压；在输出驱动器设置周期期间，将第一补偿电容器连接在电源电压线和运算放大器的输出端NOUT之间，以便对补偿电容器进行充电和放电，并将输出节点NOUT驱动到需要的驱动输出电压；并且在施加驱动输出电压来驱动输出负载的驱动周期期间，将第一补偿电容器连接在增益级的输出节点N1和输出节点NOUT之间，来提供频率补偿。
16.如权利要求15所述方法，进一步包括在输出驱动器设置周期期间，断开输出节点NOUT与和输出负载连接的输出焊盘之间的连接；并且在驱动周期期间，将输出节点NOUT连接到输出焊盘。
17.如权利要求16所述方法，进一步包括在输出驱动器设置周期期间，使用连接在输出节点NOUT和N1之间的第二补偿电容器提供频率补偿；并且在驱动周期期间，将第一和第二补偿电容器并联连接在输出端NOUT和N1之间，来提供驱动输出负载时的频率补偿。
18.如权利要求16所述方法，进一步包括使用驱动输出电压来驱动LCD板的源线。
19.如权利要求1所述方法，其中增益级包括交叠共源共栅电路。
20.如权利要求17所述方法，其中第一补偿电容器具有比第二补偿电容器大的电容值。
全文摘要
本发明提出了提供高速运算放大器的电路和方法，并且特别地，运算放大器具有频率补偿电路，当配置有反馈时，频率补偿电路能够提供具有低功耗的提高的转换速率。本发明提出的频率补偿方案能够对实现密勒补偿的频率补偿电路进行动态配置，借此在驱动器设置和驱动周期期间，改变补偿电容器的节点连接，从而在配置周期期间，将补偿电容器连接到电源电压，使用电源电流对补偿电容器进行快速充电/放电，同时通过在配置和驱动周期期间提供频率补偿，来保持电路的稳定性和防止由反馈而带来的输出电压的振荡。
文档编号H03F3/45GK1767379SQ20051011656
公开日2006年5月3日 申请日期2005年9月26日 优先权日2004年9月24日
发明者崔伦競 申请人:三星电子株式会社