专利名称：电子电路装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及含模拟电路的电路中功耗的调整，特别涉及将模拟输入值转换为数字值输出的A/D转换电路。
背景技术：
作为含模拟电路的电路，有将模拟输入值转换为数字值输出的A/D转换电路。非专利文献1(”A 10b，20Msample/s，35mW PipelineA/D Converter(20兆次采样/秒，35mW流水线A/D转换器)”，IEEEJOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS，VOL.30，NO.3，MARCH 1995)中详细地记载了在A/D转换电路中以多级进行高速A/D转换的流水线A/D转换电路。图11表示流水线A/D转换电路100的结构。流水线A/D转换电路100设有多个级(第1级～第N级)106～109，其第k(k＝1～N)级(STAGEk)设有对输入信号Vres(k-1)进行A/D转换，输出数字值Dk的子A/D转换器101；将子A/D转换器101的A/D转换结果的数字值Dk转换为模拟值的子D/A转换器102；将子D/A转换器102的输出和输入信号Vres(k-1)相加(等于第k级的模拟输入与数字输出之差)的加法器103；以及将该相加结果乘以n倍后模拟输出的n倍放大器104。本例给出了2倍的示例，以下在本文中将该倍数称为增益。另外，实现加法器103和2倍放大器104的功能的电路，是2倍放大电路111。该模拟输出变为下一级的输入信号Vres(k)。另外，流水线A/D转换电路100设有产生使n倍放大器104工作的偏置电压Vb并输入至各n倍放大器104的偏置电压发生电路105。
初级106的数字输出D1成为MSB(最高有效位)，通过将输入信号Vres0与数字值D1之差放大2倍，使得次级107的数字输出D2具有MSB的1/2的权重。以下，将模拟输入与数字输出之差放大2倍后的模拟信号一直传播到末级(STAGEN)，并在各级输出数字值。另外，在本文的“级”的定义中，末级(STAGEN)不必向下级传递信号，因此变为只有子A/D转换器101的结构。根据要求精度(位数)N，如该图所示，将需要的级数N连接成流水线型而设成流水线A/D转换器100，用误差修正电路110将各级得到的数字输出进行综合，得到流水线A/D转换电路100的最后的数字输出Dout。该流水线A/D转换电路100，由于进行流水线处理，各级以等于转换速度的动作速度来工作即可，作为转换速度、精度和电流消耗上的均衡性优异的高达数百兆次采样的10位～12位左右的A/D转换电路而被最佳地使用。
接着，描述实现各级上述加法器103以及上述n倍放大器104的功能的开关电容电路(n倍放大电路)111的结构。在本结构例中增益为2，构成2倍放大电路111。该2倍放大电路111具有将输入信号Vres(k-1)和子D/A转换器102输出信号VDAC的差值放大2倍并输出作为差动输出的输出信号Vres(k)的结构，放大器112设有开关SW1、SW2、SW3以及电容Cf、Cs。再有，图中只表示放大器112的与差动输入连接的电路中的一方，由于另一方对称地构成，因此图示省略。放大器112中，被输入上述偏置电压Vb。电容Cf和电容Cs的各一方的电极连接到放大器112的输入端子。开关SW1连接成可将电容Cf的另一方的电极切换到输入信号Vres(k-1)的输入端子和放大器112的输出端子中的一方。开关SW2连接成可将电容Cs的另一方的电极切换到输入信号Vres(k-1)的输入端子和信号VDAC的输入端子中的一方。开关SW3连接成可将放大器112的输入端子与基准电压Vref的输入端子连接或断开。
在上述结构的2倍放大电路111中，在输入信号Vres(k-1)的采样方式下，开关SW1将电容Cf的上述另一方的电极连接到输入信号Vres(k-1)的输入端子，开关SW2将电容Cs的上述另一方的电极连接到输入信号Vres(k-1)的输入端子，开关SW3将放大器112的输入端子连接到基准电压Vref的输入端子。从而，在电容Cf和Cs上贮存由输入信号Vres(k-1)的电压与基准电压Vref之差确定的电荷。
另外，在将输出信号Vres(k)输出的保持方式下，开关SW1将电容Cf的上述另一方的电极连接到放大器112的输出端子，开关SW2将电容Cs的上述另一方的电极连接到信号VDAC的输入端子，开关SW3将放大器112的输入端子从基准电压Vref的输入端子断开。从而，放大器112的输入端子上被施加由开关SW3断开的、电容Cf、Cs的上述一方的电极的合计的电荷存储，以及由信号VDAC和放大器112的输出电压确定的电压。
设有这样的2倍放大电路111的各级的输入输出关系用下式表示，公式1Vres1＝2·(Vres0-VDAC)VDAC＝±0.5Vr，0若考虑到公式1是器件的特性，则有公式2Vres1=(1+CsCf)·(11+1Af)·(Vres0-VDAC)VDAC=±0.5Vr,0]]>式中，A是放大器112的DC增益，f是反馈系数。若在理想状态下Cs和Cf的容量比值不存在失配地相等，且A为无限大，则公式2与公式1相等。
图12(a)-12(c)表示上述2倍放大电路111的输入电压Vin(输入信号Vres(k-1))和输出电压Vout(输出信号Vres(k))的关系。该图(a)表示所设计的输入输出关系，由子A/D转换器101确定的位值的判定结果(数字值Dk)为1时，从子A/D转换器101的输入电压减去阈值电压后的余数，乘2后输出，位值的判定结果(数字值Dk)为0时，将子A/D转换器101的输入电压乘2后输出。输出电压Vout的范围设为-Vref～+Vref，将等于阈值电压的输入电压设置为0输入电压。
图12(b)～12(d)表示由于放大器的制造偏差造成的输入输出关系不理想的情况。图12(b)表示输出电压Vout的范围变得小于-Vref～+Vref的情况。图12(c)表示在上述采样方式和保持方式下，由于向电容Cf和Cs注入电荷时在电容Cf和Cs中作为偏置电荷贮存了与信号无关的电荷，所以输出电压Vout的范围偏移。图12(d)表示子A/D转换器101将输入电压Vin(输入信号Vres(k-1)与阈值电压比较时比较器的输出值在偏离阈值电压的电压下反转的偏置现象造成的输出电压Vout的值相对于输入电压Vin偏离。图12(e)表示由于Cs和Cf的容量比不匹配而使输入输出关系偏移。
实际上，由于电容失配度与电容的平方根成反比，若该流水线A/D转换电路用于12位以上的高精度A/D转换电路，则需要将初级的电容设置得相当大，并将放大器104的DC增益A设置得相当高。由于这与电路面积和电流消耗的增大相联系，在便携式电话等受电流消耗限制的应用上，原样不变地采用该流水线结构有困难。由于电容失配和放大器104的DC增益是静态特性，仅用模拟电路设计无法达到精度，要像非专利文献2(”A 15b，1-Msample/s DigitallySelf-Calibrated Pipeline ADC”，IEEE JOURNAL OF SOLID-STATECIRCUITS，VOL.28，NO.12，DECEMBER 1993)和非专利文献3(”ADigitally Self-Calibrating 14-bit10-MHz CMOS Pipelined A/DConverter”，IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS，VOL.37，NO.6，JUNE 2002)那样，考虑用数字电路对这些模拟电路的特性进行处理的修正方法。
但是，即使用数字电路进行修正时，在像流水线A/D转换电路这样的模拟电路设计上，基于对器件的偏差和失真等方面的考虑，通常进行留出余量的设计，而若余量取得过分大，则会连带着因消耗电力增加和面积增大而使成本上升。
例如，在图11的放大器112中，构成放大器的MOS晶体管的阈值，由于同一IC芯片内和逐个IC芯片都有制造偏差，为使所有MOS晶体管都能正常工作，就要提供使具有最高阈值的MOS晶体管也能正常工作的工作电压。设定这个充分的工作电压是留有余量的设计之一例。在这种情况下，在充分的工作电压下，在阈值低的MOS晶体管中流过大量电流，阈值越高的MOS晶体管，流过的电流越小。因而，在工作电压上留出的余量越大，在具有流过大量电流的MOS晶体管的电路部分上功耗就越大。
在上例的情况下，若用图形表示包含放大器112的2倍放大电路111的输出电压Vout的稳定特性，则如图13所示。在该图中，表示用2倍放大电路111输出的输出电压从保持方式开始之后经过规定时间t后可以得到什么样的输出电压Vout。输出电压Vout的数值，变为随着2倍放大电路111的制造偏差而变的数值。到规定时间t1，必须稳定到规定电压V1，但是在相同的2倍放大电路111中，为了得到相同的规定电压V1，正如曲线c1～c5所示，稳定时间随着流过上述放大器112的电流的大小而变化。在电流大的放大器112上，像曲线c1侧那样，输出电压Vout以大的斜率上升，稳定时间也短。另一方面，在电流小的放大器112上，像曲线c4侧那样，输出电压Vout以小的斜率上升，稳定时间也长。若电流过小，像曲线c5那样达不到规定的电压V1，变得规定的时间t1过去了，还无法在采样间隔内得到正常的输出电压Vout。输出电压Vout达到规定的电压V1之后到规定时间t1之前的稳定状态的长度，对应于上述余量的大小。这样，留出余量越是大的电路，稳定时间越短，但是功耗也相应增大。另外，此讨论中没有考虑开关的导通电阻和布线的寄生成分造成的时间常数。
另外，在采样速度有变动的应用中，在采用相同稳定特性的模拟电路时，输出电压Vout的稳定时间与采样速度的大小无关，都是一样的，从稳定之后到取出输出电压Vout为止的时间，采样时间的增加多少，就延长多少，在采样时间长的方式下，就会留出不必要的过大的余量。例如，如图13所示，在输出电压Vout在比t1大的规定时间t2内达到V1即可的采样速度的情况下，采用像曲线c5那样的稳定特性即可，但是采用在规定时间t1内达到输出电压V1那样的MOS晶体管的电流，像曲线c1～c4那样稳定状态，与上述的情况相比，时间延长了t2-t1。于是便有这样的问题，即在想要使采样速度改变后使用的情况下，模拟电路的电流消耗是一定的，因此，在使动作缓慢时电流消耗便会超过所需量而变得过剩。
为了解决这个问题，考虑准备多个将偏置电压输入放大器的偏置电压发生电路，采用能够改变偏置电压发生电路的输出电压等的结构，但是在通常每次制造都有特性偏差的模拟电路上，无法预测完成时的特性，即使存在可改变输出值的偏置电压发生电路，将该设定值设置在何处这一点本身也难以实现。
发明内容
本发明旨在解决上述传统的问题，其目的在于实现可高精度地使用所制造的模拟电路、且可以减少该模拟电路的功耗和电路规模的电子电路装置。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，设有模拟电路；检测上述模拟电路的预定特性的检测部件；以及根据上述检测部件所得的检测结果调整上述模拟电路的功耗的控制部件。
依据上述发明，检测出每批次制造上有偏差的模拟电路的预定特性，根据其特性调整模拟电路的功耗，从而可以控制模拟电路，所以只通过模拟电路的参数操作，便有望实现难以实现的精度提高和功耗降低。从而具有这样的效果能高精度地使用所制造的模拟电路，并可以实现减少该模拟电路的功耗及电路规模的电子电路装置。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于设有模拟电路；检测上述模拟电路的预定特性的检测部件；以及根据上述检测部件所得的检测结果调整上述模拟电路的电流消耗的控制部件。
依据上述发明，可以检测出每批次制造上有偏差的模拟电路的预定特性，根据其特性调整模拟电路的电流消耗，从而控制模拟电路，所以只用操作模拟电路的参数，即有望实现难以实现的精度提高和电流消耗的削减。从而具有这样的效果能高精度使用所制造的模拟电路，并可以实现减少该模拟电路的功耗以及电路规模的电子电路装置。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述预定特性是从上述电子电路装置制造工序的一部分得到的特性和在上述电子电路装置使用时得到的特性这两者中的至少一方。
依据上述发明，能够为了得知每次制造的偏差而只在电子电路装置制造时检测模拟电路预定特性，或为了解制造偏差中加进了使用状态和老化后的情况而只在使用电子电路装置时进行检测，或进行这两种检测，所以可取得能够了解对用户有益的特性的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述检测部件将上述模拟电路的检测对象作为系数进行检测。
依据上述发明，可取得将包含模拟电路的预定特性和外部状态的动作状态作为信号值处理的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述检测对象有多个，上述检测部件通过运算而将上述检测对象作为系数检测出。
依据上述发明，可取得能够有效率地检测多个检测对象的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述系数是数字信号，上述检测部件是进行数字处理的电路。
依据上述发明，可具有如下的效果在含模拟电路的电路的输出是数字值时，含模拟电路的电路以数字值输出系数，检测部件对该数字输出值进行数字处理，从而收到能够最有效地利用含模拟电路的电路的数字输出，不必设置附加的模拟电路。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，用数字信号调整上述模拟电路的工作状态，上述控制部件是根据上述检测结果，通过数字处理生成调整上述模拟电路的工作状态用的信号输出的电路。
依据上述发明，含模拟电路的电路的输出是数字值时，含模拟电路的电路以数字值输出系数，控制部件照数字值的原样接收该数字输出值并进行数字处理，从而可取得能够最有效地利用含模拟电路的电路的数字输出且无需附加的模拟电路的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述系数的检测和上述控制部件的控制均在IC内自主地进行。
依据上述发明，可取得不必从IC的外部提供信号处理指示的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述模拟电路包含放大器，上述控制部件调整上述放大器的电流消耗，从而调整上述模拟电路的电流消耗。
依据上述发明，可取得能够抑制放大器的电流消耗的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述模拟电路包含发生提供给上述放大器的偏置电压的偏置电压发生电路，上述控制部件改变由于上述偏置电压发生电路发生的上述偏置电压，从而调整上述模拟电路的电流消耗。
依据上述发明，可取得如下的效果能够将从偏置电压发生电路提供给每批次制造上有偏差的放大器的偏置电压设定为流过所需的最低限值的电流，因此能够将电流消耗抑制小。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述偏置电压发生电路根据输入的电流改变所发生的上述偏置电压。
依据上述发明，可取得在采用根据输入电流改变偏置电压的偏置电压发生电路时、将放大器的电流消耗抑制小的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述偏置电压发生电路根据输入电流同时改变所发生的多个上述偏置电压。
依据上述发明，可取得采用使用多个偏置电压的放大器用的偏置电压发生电路时、能够将放大器的电流消耗抑制小的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述偏置电压发生电路是根据输入的数字信号改变所发生的上述偏置电压的D/A转换电路。
依据上述发明，可取得如下效果通过改变输入的数字信号，可以改变所发生的模拟偏置电压，因此能够根据处理A/D转换电路输出的数字值的系数而得到的数字信号来有效地控制偏置电压。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述偏置电压发生电路发生多个上述的偏置电压，且分别针对多个上述偏置电压而设有上述D/A转换电路。
依据上述发明，可取得这样的效果偏置电压发生电路用各个D/A转换电路，使多个偏置电压可以各别地改变。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述偏置电压发生电路所设的上述D/A转换电路的个数与提供给上述放大器的上述偏置电压的个数一致。
依据上述发明，可取得这样的效果偏置电压发生电路只发生放大器使用数的偏置电压，因此能够有效地发生偏置电压。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述偏置电压发生电路成为可根据来自外部的偏置电压设定信号进行工作的状态。
依据上述发明，能够只在须再次设定偏置电压时才使偏置电压发生电路动作，因此可取得削减功耗的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述控制部件重复地使上述偏置电压发生电路所发生的偏置电压改变，直至成为预先设定的收敛值，从而调整上述模拟电路的电流消耗。
依据上述发明，能够使给予放大器的偏置电压改变，直至收敛到需要的修正值，从而可取得常时给放大器提供最佳偏置电压的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，设有修正部件，根据上述系数修正对应于上述模拟电路工作状态的输出结果。
依据上述发明，可取得能够修正含模拟电路的电路的输出误差的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，将模拟输入信号转换为数字值而输出的A/D转换电路中包含上述模拟电路。
依据上述发明，求出表示包含每批次制造上有偏差的模拟电路的预定特性和外部状态的工作状态的系数，根据其特性调整模拟电路的工作状态，从而可以控制A/D变换电路，所以只操作模拟电路的参数，便有望实现难以实现的精度提高和电流消耗削减。从而可取得这样的效果可实现能高精度地使用所制造的A/D转换电路的模拟电路，而且可以减少该模拟电路功耗及电路规模的电子电路装置。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，设有修正部件，根据上述系数修正由上述A/D转换电路进行A/D转换所得到的数字值。
依据上述发明，可取得能够修正A/D转换电路的A/D转换误差的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述A/D转换电路是流水线A/D转换电路。
依据上述发明，可取得如下的效果检测包含作为转换速度、精度和电流消耗上的均衡优异的A/D转换电路的流水线A/D转换电路的模拟电路的预定特性和外部状态的工作状态，调整工作状态，因此可在某种程度上得到模拟电路的修正前的性能，在设置A/D转换电路进行A/D转换结果数字输出的修正部件的情况下可以减小该修正部件的负担。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述系数是上述A/D转换电路的流水线各级的放大器的增益指标。
依据上述发明，在修正A/D转换结果并加以输出时，为了进行这样的A/D转换，原样不变地求出作为系数的增益，可取得不需要系数发生用的新电路的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述系数是上述A/D转换电路的流水线各级的放大器的增益误差的指标。
依据上述发明，可取得这样的效果在修正A/D转换结果并加以输出时，为了进行这样的A/D转换，原样不变地求出作为系数的增益误差，不需要系数发生用的新电路。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，在上述流水线A/D转换电路的多个级中设置偏置电压发生电路，该电路发生提供给上述流水线A/D转换电路放大器的偏置电压。
依据上述发明，可取得能够分别设定多级的偏置电压的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述偏置电压从上述流水线A/D转换电路的后级向前级依次确定。
依据上述发明，可取得能够将各级设定在最佳偏置电压上，使流水线A/D转换电路的各级都可以在最佳电流值下工作的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，从设有上述放大器的各级的末级到初级依次确定上述偏置电压。
依据上述发明，可取得所有各级都可以设定最佳偏置电压，能够使流水线A/D转换电路的全体都在最佳电流值下工作的效果。
为了解决上述问题，本发明的电子电路装置的特征在于，上述流水线A/D转换电路的各级的上述偏置电压发生电路，可分别根据来自外部的偏置电压来设定信号而成为可工作状态。
依据上述发明，可取得这样的效果可用来自外部的偏置电压设定信号只设定根据要求需要的级的偏置电压。
这样，为了解决上述问题，本发明的电子电路装置设有模拟电路；检测包括上述模拟电路的预定特性和外部状态的工作状态的检测部件；以及根据上述检测部件所得的检测结果调整上述模拟电路的功率消耗和电流消耗的控制部件，因此，可取得这样的效果能高精度地使用所制造的模拟电路，并能够实现能降低该模拟电路的功耗和电路规模的电子电路装置。
图1是表示本发明实施例1中第1电子电路装置的要部结构的框图；图2是表示本发明实施例1中第2电子电路装置的要部结构的框图；图3是表示本发明实施例1中第3电子电路装置的要部结构的框图；图4是表示本发明实施例1中第4电子电路装置的要部结构的框图；图5是表示设有图4的电子电路装置的放大器的结构的电路框图；图6是表示设有图4的电子电路装置的偏置电压发生电路第1示例的结构的电路图；图7是表示设有图4的电子电路装置的偏置电压发生电路的第2例结构的电路框图；图8是表示图4的电子电路装置的偏置电压设定流程的流程图；图9是表示本发明的实施例2中电子电路装置的的要部结构的框图；图10是表示图9的电子电路装置的偏置电压设定流程的流程图；图11表示现有技术，是表示电子电路装置的要部结构的框图；
图12(a)是表示放大器输入输出关系的曲线图；图12(b)是表示放大器输入输出关系的曲线图；图12(c)是表示放大器输入输出关系的曲线图；图12(d)是表示放大器输入输出关系的曲线图；图12(e)是表示放大器输入输出关系的曲线图；图13是表示放大器稳定特性的曲线图。
具体实施例方式
实施例1图1是本发明的设有模拟电路的电路1(电子电路装置)的概念图。设有模拟电路的电路1，设有含模拟电路的电路1a以及系数检测/控制电路1b。含模拟电路的电路1a处理模拟的输入信号Vin。处理后的结果被输出，例如该图所示的数字输出Dout。另外，含模拟电路的电路1a输出表示该模拟电路的预定特性的系数s1，并输入到系数检测/控制电路1b。
作为预定特性，可以举出上述模拟电路预定位置上的电压和电流，以及用它们表示的数值等。若能在模拟电路制造时检测出预定特性，则可从检测出的特性获知模拟电路的制造偏差。
另外，预定特性中也包括含有来自模拟电路的外部状态的影响的特性。若能在用户使用模拟电路时检测预定特性，则可从检测出的特性获知模拟电路的使用状态和老化加入模拟电路的制造偏差后的情况。作为来自模拟电路的外部状态的影响，可以举出该模拟电路的输入信号的电平造成的影响和该模拟电路温度造成的影响等。若输入信号范围比模拟电路准备的动态范围小，则该模拟电路的输出范围也比动态范围窄，因此输入信号的范围会对该模拟电路的工作状态有影响。另外，该模拟电路的温度改变时，例如，温度上升，MOS晶体管的阈值改变时，该模拟电路的最佳工作状态(电压-电流状态)也改变，所以温度会影响该模拟电路的工作状态。
因而，成为检测对象的预定特性，若为模拟电路的制造时的特性和模拟电路使用时的特性这二者中的至少一个，则可知是对用户有益的特性。在以下的实施例中也一样。
系数s1是信号值，可以是模拟信号，也可以是数字信号。另外，在图1的结构中描述的数字信号，不限于1位，一般是预定位宽度的总线传递的数字信号。系数检测/控制电路1b的系数检测电路(检测部件)，将系数s1作为信号值处理并检测，从而检测出上述模拟电路的特性。在系数s1是数字信号的情况下，系数检测/控制电路1b可以根据系数s1的数字值本身检测上述预定特性，也可以根据对该数字值进行加工而得到的数值检测上述预定特性。系数检测/控制电路1b的控制电路(控制部件)，输出与所得到的系数s1的检测结果对应的控制信号s2，输入至含模拟电路的电路1a。控制信号s2可以是模拟信号，也可以是数字信号。系数检测/控制电路1b从而调整上述模拟电路的工作状态，并控制含模拟电路的电路1a的动作。
通过调整模拟电路的工作状态，使上述预定特性成为所希望的特性的状态而保持不变，例如，对于与含模拟电路的电路1a的相同的输入电压Vin，可以控制含模拟电路的电路1a，使输出Dout的数值等、也就是含模拟电路的电路1a的处理结果成为不受影响的状态而保持不变，尽量减小模拟电路的功耗。就是说，即使在模拟电路的特性上每批次制造都有偏差，但是可以力图配合所制造的各个模拟电路的特性，降低功耗。另外，在模拟电路的设计中，由于不过分增大余量，同时做成模拟电路参数可变的电路，通过进行其参数的设定，在对应于制造时特性偏差和多样的使用方式的场合，由于模拟电路制造时无法预测完成后的特性，制造后难以将参数设定变得适当，但若采用图1的结构，则可检测出模拟电路完成后的特性，因此可以高精度地使用制造后的模拟电路。
再有，上述系数检测电路(检测部件)在检测出包含来自外部状态的影响的特性的状况下，上述控制电路(控制部件)，例如，进行如下的控制。例如，若与准备的动态范围相比，模拟电路输入信号的范围变小，则输出信号的范围缩小，因此对输出信号的范围进行检测，从而进行控制，削减在模拟电路准备的全范围内不需要的工作区域的电流部分。另外，若模拟电路的温度上升，则MOS晶体管的阈值改变，流过MOS晶体管的电流改变，因此通过对其电流检测来调整施加在MOS晶体管上的电压，从而，进行调整电流的控制。以下的实施例中也一样。
再有，在包含本实施例的全部实施例中，在能够减少电流消耗的状况下，模拟电路的电源电压在偏差的范围内设为一定。从而，削减功耗。并且，削减功耗的方式不限于此，也可以是使电流一定而降低电压的方法，以及同时降低电流和电压的方法。
这样，若采用图1的结构，求出表示包含每批次制造上有偏差的模拟电路的预定特性和外部状态的工作状态的系数，并根据其特性调整模拟电路的工作状态，从而可以控制含模拟电路的电路，因此只通过模拟电路的参数操作就有望实现难以实现的精度提高和电流消耗的削减。从而，可实现能高精度地使用所制造的模拟电路、且可以减少该模拟电路的功耗以及电路规模的电子电路装置。
图2表示设有A/D转换电路的电路(电子电路装置)2的结构。设有A/D转换电路的电路2构成修正型A/D转换电路，其中设有A/D转换电路2a、系数检测/控制电路2b和修正电路2c。A/D转换电路(含模拟电路的电路)2a，对模拟的输入信号Vin进行A/D转换，输出数字输出Dout，输入至修正电路2c。另外，A/D转换电路2a输出表示A/D转换电路2a所设的模拟电路的预定特性的系数s1，并输入至系数检测/控制电路2b和修正电路2c。
系数s1是信号值，可以是模拟信号，也可以是数字信号。另外，在图2的结构中描述的数字信号，不限于1位，它一般是在预定位宽度的总线中传递的数字信号。
系数检测/控制电路2b的系数检测电路(检测部件)，将系数s1作为信号值处理并检测，从而检测出上述模拟电路的特性。系数s1是数字信号的情况下，系数检测电路可根据系数s1的数字值本身检测上述预定特性，也可根据加工其数字值所得的数值检测上述预定特性。然后，系数检测/控制电路2b的控制电路(控制部件)生成并输出与所得到的系数s1的检测结果对应的控制信号s2，输入至A/D转换电路2a。控制信号s2可以是模拟信号，也可以是数字信号。控制电路调整上述模拟电路的工作状态，并控制A/D转换电路2a的动作。
修正电路(修正部件)2c，基于该控制结果，根据从A/D转换电路2c输入的系数s1，修正A/D转换电路2a的数字输出Dout，作为数字输出Dout输出。若由于A/D转换电路2a的模拟电路的特性偏差，A/D转换的输入输出关系偏离所希望的关系，则会产生A/D转换误差，但该A/D转换误差可用修正电路2c修正。
通过调整模拟电路的工作状态，使上述预定特性成为所希望的特性的状态保持不变，例如，对于转换电路2a相同的输入电压Vin，使数字输出Dout的数值不受影响的状态保持不变，控制A/D转换电路2a，尽量减小模拟电路用的功耗。就是说，即使模拟电路的特性每批次制造都有偏差，仍旧可以力图配合所制造的各模拟电路的特性，降低功耗。另外，在模拟电路的设计中，由于不过分增大余量，同时做得使模拟电路的参数可变，通过其参数的设定，在对应于制造时的特性偏差和多样的使用方式使用的情况下，由于模拟电路的制造时无法预测完成后的特性，制造后难以将参数设定适当，但若采用图2的结构，则可检测模拟电路完成后的特性，因此可以高精度地使用制造后的模拟电路。
这样，依据图2的结构，可求出表示包含每批次制造上有偏差的模拟电路的预定特性和外部状态的工作状态的系数，根据包含该特性和外部状态的工作状态，调整模拟电路的工作状态，从而可以控制A/D转换电路，所以只用模拟电路的参数操作，便有望实现难以实现的精度提高和电流消耗的降低。从而，可以高精度地使用所制造的模拟电路，而且可以实现设有可以减少该模拟电路的功耗以及电路规模的A/D转换电路的电路(电子电路装置)。
图3表示设有A/D转换电路的电路3的结构。设有A/D转换电路的电路(电子电路装置)3构成修正型A/D转换电路，其中设有流水线A/D转换电路3a、数字系数检测/控制电路3b以及数字修正电路3c。流水线A/D转换电路(含模拟电路的电路、A/D转换电路)3a，对模拟的输入信号Vin进行A/D转换并输出数字输出Dout，输入至数字修正电路3c。另外，流水线A/D转换电路3a，输出表示流水线A/D转换电路3a所设的模拟电路的预定特性的系数s1，输入至数字系数检测/控制电路3b以及数字修正电路3c。
系数s1是信号值，是数字信号。再有，在图3的结构中描述的数字信号，不限于1位，一般是在预定位宽度的总线中传递的数字信号。流水线A/D转换电路3a中，除末级外，在各级中都设置放大器，作为上述模拟电路的预定特性，可以举出这些放大器的特性。
数字系数检测/控制电路3b的数字系数检测电路(检测部件)将系数s1作为信号值处理并检测，从而检测出模拟电路的特性。数字系数检测电路可以根据系数s1的数字值本身检测上述预定特性，也可以根据将该数字值加工后得到的数值检测上述预定特性。然后，数字系数检测/控制电路2b的数字控制电路(控制部件)进行数字处理，生成并输出与所得系数s1的检测结果对应的控制信号s2，输入至流水线A/D转换电路3a。控制信号s2是数字信号。数字控制电路从而调整上述模拟电路的工作状态，控制流水线A/D转换电路3a的动作。
数字修正电路(修正部件)3c根据从流水线A/D转换电路3a输入的系数s1，修正基于该控制结果所得到的流水线A/D转换电路3a的数字输出Dout，并作为数字输出Dout输出。若由于流水线A/D转换电路3a的模拟电路的特性偏差，A/D转换的输入输出关系偏离所希望的关系，则会产生A/D转换误差，但是可以用数字修正电路3c修正该A/D转换误差。
通过调整模拟电路的工作状态，使上述预定特性成为所希望特性的状态而保持不变，例如，对于流水线A/D转换电路3a的相同的输入电压Vin，使数字输出Dout的数值不受影响的状态保持不变，可以控制流水线A/D转换电路3a，尽量减小模拟电路用功耗。就是说，即使在模拟电路的特性上每批次制造上有偏差，但是可以力图配合所制造的各个模拟电路的特性，降低功耗。另外，在模拟电路的设计中，由于不过分增大余量，同时做得模拟电路的参数可变，进行其参数的设定，在制造时的特性偏差和多样的使用方式的场合，由于模拟电路的制造时无法预测完成后的特性，制造后变得难以参数设定适当，若采用图3的结构，则可检测模拟电路完成后的特性，因此可以高精度地使用制造后的模拟电路。
这样，依据图3的结构，求出表示包含每批次制造上有偏差的模拟电路的预定特性和外部状态的工作状态的系数，根据该特性和包含外部状态的工作状态，调整模拟电路的工作状态，从而能够控制流水线A/D转换电路，因此只需进行模拟电路的参数操作，便有望实现难以实现的精度提高和电流消耗的降低。从而，可以高精度地使用所制造的模拟电路，而且可以实现设有可以减少该模拟电路的功耗以及电路规模的具有A/D转换电路的电路(电子电路装置)。
另外，在图3的结构中，A/D转换电路是由多级组成的流水线A/D转换电路，是转换速度、转换精度和电流消耗的均衡方面优异的A/D转换电路。因而，在检测出包含这样的流水线A/D转换电路的模拟电路的预定特性和外部状态的工作状态而调整工作状态的场合，可在某种程度上得到模拟电路修正前的性能，能够减轻数字修正电路3c的负担。
另外，在图3的结构中，数字系数检测/控制电路3b是进行系数s1数字处理的电路，还是通过根据系数s1的检测结果进行数字处理来生成并输出控制信号s2的电路。数字修正电路3c是用系数s1修正来自流水线A/D转换电路3a的数字输出Dout并输出数字输出Dout的数字处理电路。流水线A/D转换电路3a这样的A/D转换电路的输出一般是数字值，所以，若处理A/D转换电路的输出的电路为数字处理电路，则可最有效地利用A/D转换电路的数字输出值，不需要附加的模拟电路。
再有，在上述流水线A/D转换电路3a中，除了末级以外，各级中都设置作为模拟电路的放大器，但是成为特性检测以及工作状态调整对象的级可以是全部，当然也可以只是其中的几个。
图4表示本实施例的在设有模拟电路的电路(电子电路装置)中将模拟电路作为A/D转换电路的结构。具有A/D转换电路的电路4构成修正型A/D转换电路，其中设有流水线A/D转换电路4a、数字系数检测/控制电路4b和数字修正电路4c。
流水线A/D转换电路(含模拟电路的电路、A/D转换电路)4a，设有N个级(STAGE1～STAGEN)4e～4h以及偏置电压发生电路4d。第k(k＝1～N)级(STAGEk)对模拟的输入信号Vres(k-1)进行A/D转换，输出数字输出Dk，并输入至数字修正电路4c。另外，输入信号Vres(k-1)与数字输出Dk的D/A转换值之差，由作为模拟电路的放大器放大，并输出成为次级的模拟输入信号的信号Vresk。初级(STAGE1)4e的输入信号Vres0也是流水线A/D转换电路4a的输入信号。末级(STAGEN)4h对输入信号Vres(N-1)进行A/D转换，输出数字输出DN，并输入至数字修正电路4c。第4e～4h级(STAGE1～STAGEN)的结构基本上与用图11描述的结构相同。偏置电压发生电路4d发生偏置电压Vb，该电压Vb提供给第k(k＝1～N-1)级(STAGEk)的、对输入信号Vres(k-1)和数字输出Dk的D/A转换值之差进行放大的2倍放大电路4i中包含的放大器4j。
另外，流水线A/D转换电路4a的第k(k＝1～N-1)级(STAGEk)，按照来自后述数字系数检测/控制电路4b的控制信号s0k的指示，输出表示作为该级所设的模拟电路的2倍放大电路4i的预定特性的系数s1k，并输入至数字系数检测/控制电路4b以及数字修正电路4c。被输入控制信号s0k并输出系数s1k的级可以是k＝1～N-1中的至少1个，但是如该图所示，若为k＝1～N-1所有各级，则如后所述，可以将预定特性最大地偏离所希望特性的级(不论是哪一个)检测出来加以应对。作为预定特性，如后所述，可以举出2倍放大电路4i的增益和增益误差。一般，作为预定特性，可以举出在上述2倍放大电路4i的预定位置上的电压和电流，还包括用它们表示的数值等。
系数s1k是信号值，是数字信号。再有，用图4的结构描述的数字信号，不限于1位，一般是在预定位宽度的总线中传递的数字信号。偏置电压发生电路4d，如后所述，按照输入的控制信号s2改变发生的偏置电压Vb。
数字系数检测/控制电路4b的数字系数检测电路(检测部件)，将系数s1k作为信号值处理并检测，从而检测出上述2倍放大电路4i的特性。数字系数检测电路可以根据系数s1k的数字值本身检测上述预定特性，也可以加工其数字值后根据所得到的数值检测上述预定特性。然后，数字系数检测/控制电路4b的数字控制电路(控制部件)进行数字处理，从而生成并输出与所得到的系数s 1k的检测结果对应的控制信号s2，输入至流水线A/D转换电路4a的偏置电压发生电路4d。控制信号s2是数字信号。数字控制电路从而调整上述2倍放大电路4i的工作状态，控制流水线A/D转换电路4a的动作。
数字修正电路(修正部件)4c，基于其控制结果将得到的流水线A/D转换电路4a的数字输出D1～DN组成的数字输出Dout按照从流水线A/D转换电路4a输入的系数s1k进行修正，作为数字输出Dout’输出。若由于流水线A/D转换电路4a的模拟电路的特性偏差而使A/D转换的输入输出关系偏离所希望的关系，则会产生A/D转换误差，但该A/D转换误差可用数字修正电路4c修正。
如上述用图11以及图13说明的那样，若使从偏置电压发生电路4d给予各级的放大器4j的偏置电压Vb变化，流过放大器4j的电流的值便改变。在上述图13中，描述了流过构成放大器112的MOS晶体管的电流的变化和上述2倍放大电路111的输出电压Vout的稳定时间的变化，但是在只要在预定的时间t1之前稳定在规定电压V1上即可的状态下，像该图曲线c4那样在规定时间t1达到规定电压V1，用最小的电流到达该值。因而，在图4的结构中，改变给予放大器4j的偏置电压Vb，像图13的曲线c1～c5那样，调查2倍放大电路4i的输出电压Vout的稳定特性会如何变化，求出成为曲线c4的条件。
接着，就各级2倍放大电路4i所包含的放大器4j以及偏置电压发生电路4d的结构例作说明。再有，这终久只是一个构成例。图5所示的放大器4j，是在各级中作为放大器设置的望远镜式(telescopic)放大器。放大器4j设有晶体管Q1～Q9以及共模反馈电路12。晶体管Q1～Q4及Q9是N沟道型MOS晶体管，晶体管Q5～Q8是P沟道型MOS晶体管。
晶体管Q1的源极和晶体管Q2的源极相互连接，再连接到晶体管Q9的漏极。晶体管Q9的源极接地(GND)。晶体管Q1的漏极和晶体管Q3的源极相互连接。晶体管Q2的漏极和晶体管Q4的源极相互连接。晶体管Q3的栅极和晶体管Q4的栅极相互连接。晶体管Q3的漏极和晶体管Q5的漏极相互连接。晶体管Q4的漏极和晶体管Q6的漏极相互连接。晶体管Q5的栅极和晶体管Q6的栅极相互连接。晶体管Q6的源极和晶体管Q7的漏极相互连接。晶体管Q6的源极和晶体管Q8的漏极相互连接。晶体管Q7的源极和晶体管Q8的源极连接到电源VDD。晶体管Q7的栅极和晶体管Q8的栅极相互连接。
放大器4j是差动输入结构，晶体管Q2的栅极上输入一方的输入电压Vinm，晶体管Q1的栅极上输入另一方的输入电压Vinp。另外，放大器4j为差动输出结构，从晶体管Q3的漏极和晶体管Q5的漏极的连接点输出一方的输出电压Voutm，从晶体管Q4的漏极和晶体管Q6的漏极的连接点输出另一方的输出电压Voutp。
另外，共模反馈电路12连接到晶体管Q9的栅极，在该共模反馈电路12上输入偏置电压Vb1。共模反馈电路12由偏置电压Vb1确定差动信号的共模电压。另外，在晶体管Q3的栅极以及晶体管Q4的栅极上输入偏置电压Vb3。另外，在晶体管Q5的栅极以及晶体管Q6的栅极上输入偏置电压Vb4。另外，在晶体管Q7的栅极以及晶体管Q8的栅极上输入偏置电压Vb5。偏置电压Vb1、Vb3、Vb4和Vb5从偏置电压发生电路4d输入，输入电压Vinm和Vinp如用图11说明的放大器112的输入电压那样，用从偏置电压发生电路4d输出的偏置电压Vb2生成，是偏置电压Vb2附近的电压。
接着，图6表示偏置电压发生电路4d的一结构例。偏置电压发生电路4d设有电流控制电路4k、电阻R以及晶体管Q11～Q34。晶体管Q11～Q11，Q1 6，Q17，Q19，Q20，Q22，Q23，Q25～Q27，Q30～Q32是N沟道型MOS晶体管，晶体管Q15，Q18，Q21，Q24，Q28，Q29，Q33，Q34是P沟道型MOS晶体管。
电阻R将偏置电压发生电路4d的偏置电压控制端子BIAS上拉至电源，用流过其电阻R的电流值使输出的偏置电压Vb1～Vb5同时改变。晶体管Q11的源极接地。晶体管Q11的漏极和晶体管Q12的源极相互连接。晶体管Q12的漏极连接到偏置电压控制端子BIAS。晶体管Q13的源极接地。晶体管Q13的漏极和晶体管Q14的源极相互连接。晶体管Q11的栅极及漏极和晶体管Q13的栅极相互连接。晶体管Q12的栅极及漏极和晶体管Q14的栅极相互连接。晶体管Q14的漏极和晶体管Q15的漏极相互连接。晶体管Q15的源极连接到电源VDD。
晶体管Q16的源极接地。晶体管Q16的漏极和晶体管Q17的源极相互连接。晶体管Q17的漏极和晶体管Q18的漏极相互连接。晶体管Q18的源极连接到电源VDD。
晶体管Q19的源极接地。晶体管Q19的漏极和晶体管Q20的源极相互连接。晶体管Q20的漏极和晶体管Q21的漏极相互连接。晶体管Q21的源极连接到电源VDD。
晶体管Q15的栅极和晶体管Q18栅极和晶体管Q21的栅极相互连接。
晶体管Q22的源极接地。晶体管Q22的漏极和晶体管Q23的源极相互连接。晶体管Q23的漏极和晶体管Q24的漏极相互连接。晶体管Q24的源极连接到电源VDD。
晶体管Q25的源极接地。晶体管Q25的漏极、晶体管Q26的源极、晶体管Q30的源极和晶体管Q31的源极相互连接。
晶体管Q19的栅极、晶体管Q20的漏极、晶体管Q22的栅极、晶体管Q25的栅极和晶体管Q30的栅极相互连接，该连接点的电压作为偏置电压Vb1输出。
晶体管Q16的栅极、晶体管Q17的栅极、晶体管Q20的栅极、晶体管Q23的栅极和晶体管Q26的栅极相互连接，该连接点的电压作为偏置电压Vb2输出。
晶体管Q26的漏极和晶体管Q27的源极相互连接。晶体管Q30的漏极、晶体管Q27的漏极和晶体管Q28的漏极相互连接。晶体管Q31的漏极和晶体管Q32的源极相互连接。晶体管Q27的栅极、晶体管Q31的栅极、晶体管Q32的栅极、晶体管Q32的漏极和晶体管Q38的源极相互连接，该连接点的电压作为偏置电压Vb3输出。
晶体管Q24的栅极、晶体管Q28的栅极和晶体管Q33的栅极相互连接，该连接点的电压作为偏置电压Vb4输出。
晶体管Q28的源极和晶体管Q29的漏极相互连接。晶体管Q29的源极连接到电源VDD。晶体管Q33的源极和晶体管Q34的漏极相互连接。晶体管Q34的源极连接到电源VDD。晶体管Q29的栅极和晶体管Q34的栅极相互连接，该连接点的电压作为偏置电压Vb5输出。
以上结构的偏置电压发生电路4d，是从流过电阻R的电流的模拟输入，同时得到偏置电压Vb1～Vb5的多个模拟输出的电路。流过电阻R的电流值由来自数字控制电路的控制信号s2确定。并且，具有由来自外部的控制信号s3任意确定电流值的结构。偏置电压发生电路4d如图7所示，也可以用D/A转换电路构成。
图7所示的偏置电压发生电路4d具有这样的结构用译码器41将控制信号s2转换为适合输入到D/A转换电路的数字控制信号，再用各D/A转换器将该控制信号转换为模拟的偏置电压Vb。通过改变输入的数字信号，可以改变发生的模拟偏置电压，因此，能够用处理流水线A/D转换电路4a输出的数字值的系数s1k而得到的数字信号有效地控制偏置电压。另外，准备的D/A转换器个数可以和偏置电压Vb的个数一致，例如，若各级的放大器如图5所示采用5个偏置电压Vb，则可设置分别与发生的偏置电压Vb1～Vb5对应的D/A转换器DAC11～DAC15。偏置电压发生电路4d可用各D/A转换器个别地使多个偏置电压Vb各自改变。而且，由于按放大器的使用数发生偏置电压Vb，可以有效地发生偏置电压Vb。
接着，图8表示设定各级偏置电压Vb的流程。在S1设定初始偏置电压Vb，确定放大器4j的初始电流值。在S2，数字系数检测/控制电路4b检测出由各级设定的偏置电压Vb下的系数s1k，亦即流水线A/D转换电路4a的2倍放大电路4i的特性。作为特性的一例，有2倍放大电路4i的增益，将设定偏置电压Vb后结果得到的2倍放大电路4i的增益称为修正值。求出2倍放大电路4i的增益的详细方法在后文描述。在S3，判定修正值是否达到收敛值。若未收敛，则在S4生成与系数s1k检测结果相应的控制信号s2，通过改变偏置电压Vb改变放大器4i的电流值，使修正值趋近于收敛值，然后返回S2。在新的偏置电压Vb下再次求出修正值，进到S3。在S3若修正值达到收敛值，则进到S5结束偏置电压Vb的设定。反复进行该操作，直至修正值收敛至预先设定的收敛值为止，从而能够吸收突发的误差，得到最佳的偏置电压Vb。
这里，为了判定修正值是否达到收敛值，例如在图13最初稳定特性曲线设为c1，由于存在使放大器电流减小的余地而使电流逐渐减小的情况下，判定曲线是否成为在预定的时间t1使输出电压Vout稳定在规定电压V1的曲线c4即可。从曲线c1到曲线c4为止，输出电压Vout在预定的时间t1前稳定在预定的电压V1，但若将电流减到比这还小，就会像曲线c5那样，在预定的时间t1达不到预定的电压V1，所以再次增加电流，求出成为曲线c4的电流条件，亦即偏置电压Vb的条件，结果判定修正值达到收敛值。
另外，例如，在图13假定最初稳定特性设为曲线c5而需要增加放大器的电流时，判定曲线是否成为在预定的时间t1使输出电压Vout稳定在规定电压V1上的曲线c4即可。从曲线c5到曲线c4，修正值连续改变，但是不应有曲线c3以下(从曲线c5到曲线c3或c2或c1)的修正值变化，成为曲线c4的电流条件亦即偏置电压Vb条件一旦求出，就判定修正值达到收敛值。
因而，在图8的流程图中，多次反复地执行步骤，使修正值改变。从而，能够设定使流过的电流成为所要的最低限度的偏置电压Vb，因此可将电流消耗抑制小。
再有，在将表示A/D转换电路的模拟电路的特性的系数设为对来自A/D转换电路的数字值作了加工后得到的值时，可用级的增益和增益误差等作为上述2倍放大电路4i的特性。在图4所示结构的场合，系数s1k本身可以表示增益和增益误差，但是也可将系数s1k经数字系数检测/控制电路4b加工后算出表示增益和增益误差的系数。在数字系数检测/控制电路4b将最后作为2倍放大电路4i的特性认识的系数设为增益时，将2和非常趋近于2的数值设定为收敛值，而在将该系数设置为增益误差时，将0设为适当的收敛值。在如设有A/D转换电路4的电路那样的修正A/D转换结果Dk的结构中，求出增益和增益误差的电路是为进行修正而本来就配备的。在设有A/D转换电路的电路4的情况下，数字系数检测/控制电路4b中设有求出增益和增益误差的电路。因而，不需要用以发生表示增益和增益误差的系数的新电路。再有，在流水线A/D转换电路中，对应于各级数字输出数，也有将增益设为取为2以外的(例如，4和8)的情况，但即便是这种情况，本申请也适用。
再有，这里，用增益本身和增益误差本身来表示最终由数字系数检测/控制电路4b作为2倍放大电路4i的特性来认识的系数(修正值)，但是，不限于此，该系数也可以是包含增益和增益误差的函数和运算结果等的增益指标或增益误差指标。
在非专利文献2中就级的2倍放大电路4i的增益求出方法之一例作了详细描述，图4及图12(a)～图12(c)只说明其要点。第k级(STAGEk)放大器的输入输出特性，假定处于图12(b)所示的状态，模拟输入值Vres(k-1)中输入零，级中的子D/A转换器的数字值从外部强制地设置为『D＝0』和『D＝1』。在各自情况下，模拟输出值Vres(k)成为该图的OUT1、OUT2，其差『OUT1-OUT2』成为增益。在理想情况下可以得到2，但是实际制造的器件上往往为2以下。另外，非专利文献3中也提出了这样的计算方法不仅将零而且将2种值用作模拟输入值，各自进行与『OUT1-OUT2』相同的计算而得到2种增益。上述系数s1k可以作为表示OUT1-OUT2的值输入到数字系数检测/控制电路4b，也可作为个别地表示OUT1、OUT2的系数依次输入到数字系数检测/控制电路4b，在数字系数检测/控制电路4b中进行OUT1-OUT2的运算。
另外，在转换速度变动的应用中，在想要改变流水线A/D转换电路4a各级的2倍放大电路4i的电流的场合，例如使流水线A/D转换电路4a工作减慢时要减小电流的场合，如图4所示，用来自外部的偏置电压设定信号s3使数字系数检测/控制电路4b工作，按照图8所示的收敛处理流程设定新的偏置电压Vb，并调整各放大器的电流。此时，偏置电压发生电路4d通过偏置电压设定信号s3成为可工作的状态。从而，像图13所示那样，可以分别针对需要在预定时间t1之前达到预定电压V1的情况和需要在预定时间t2之前达到预定电压V1的情况，设定可成为低功耗的最佳电流。另外，能够仅在需要再设定偏置电压Vb时使数字系数检测/控制电路4b和偏置电压发生电路4d工作，因此能够降低功耗。
在设有A/D转换电路的电路4中，如上所述，能够通过使特性向收敛至必要的修正值的方向改变来确定给予放大器的偏置电压Vb，能够常时对放大器提供最佳的偏置电压Vb。
在图4的结构中，通过调整作为模拟电路的2倍放大电路4i的工作状态，将2倍放大电路4i的预定特性成为所希望的特性变化的状态保持不变，例如，对于流水线A/D转换电路4a的相同输入电压Vin，使数字输出Dout的值不受影响的状态保持不变，能够控制流水线A/D转换电路4a，尽量减小2倍放大电路4i中的功耗。就是说，尽管在2倍放大电路4i的特性上每批次制造有偏差，也能够实现符合所制造的各个2倍放大电路4i的特性的低功耗。另外，由于在放大器4j的设计上，不过分取大余量，同时做成将放大器4j的参数设置为可变的电路，通过其参数的设定，在对应于制造时的特性偏差和多样的使用方式的场合，由于无法预测2倍放大电路4i的制造时完成后的特性，制造后难以将参数设定适当，但依据图4的结构，自动地或在需要时按照指示检测2倍放大电路4i完成后的特性，因此可以不在制造后2倍放大电路4i中设置超出所需的余量而高精度地进行使用。
这样，依据图4的结构，求出表示包含每批次制造上有偏差的2倍放大电路4i的预定特性和外部状态的工作状态的系数，根据其特性和包含外部状态的工作状态调整2倍放大电路4i的工作状态，从而能够控制流水线A/D转换电路，所以只进行放大器4j的参数操作，即有望实现难以实现的精度提高和电流消耗的降低。从而，可以高精度地使用所制造的2倍放大电路4i，而且可以实现能够减少该放大器4j的功耗以及电路规模的设有A/D转换电路的电路(电子电路装置)。
另外，图4的结构中的A/D转换电路是由多个级组成的流水线A/D转换电路，是转换速度、转换精度和电流消耗的均衡上优异的A/D转换电路。因而，在检测出包含这样的流水线A/D转换电路的2倍放大电路4i的预定特性和外部状态的工作状态并调整工作状态的情况下，能够在某种程度上得到2倍放大电路4i的修正前的性能，减小数字修正电路4c的负担。
另外，在图4的结构中，数字系数检测/控制电路4b是对系数s1k进行数字处理的电路，而且是根据系数s1k的检测结果通过数字处理生成并输出控制信号s2的电路。另外，数字修正电路4c，是用系数s1k修正来自流水线A/D转换电路4a的数字输出D1～DN并将数字输出Dout输出的数字处理电路。由于流水线A/D转换电路4a等A/D转换电路的输出一般是数字值，若处理来自A/D转换电路的输出的电路为数字处理电路，则可以最有效地利用A/D转换电路的数字输出值，附加的模拟电路成为不必要。
再有，在上述流水线A/D转换电路4a中，除了末级以外，在各级设有作为模拟电路的2倍放大电路4i，但是成为特性检测以及工作状态调整的对象的级，可以是全部，当然也可以只是其中的几个。
实施例2图9表示本实施例的设有A/D转换电路的电路(电子电路装置)5的结构。设有A/D转换电路的电路5构成修正型A/D转换电路，在流水线A/D转换电路4a的第1级～第N-1级的所有各级都设有实施例1的A/D转换电路的电路4(参照图4)的偏置电压发生电路4d。因而，能够设定各级最佳的偏置电压Vb。以下将各个偏置电压发生电路设为5dk(k＝1～N)。
在第1级～第N-1级的所有各级都设有偏置电压发生电路时的控制方法，可以按杂乱的顺序个别地设定各级，但若按图10所示的流程图设定，则效率较佳。
一般在修正型A/D转换电路中，第N-1级的系数用第N级的数字输出求出，另外第N-2级的系数用已求出系数的第N-1级和第N级的数字输出求出，这样从后级向前级依次修正。因而，偏置电压也按此设定。在使由多级组成的流水线A/D转换电路的整体电流值最佳化时，在图10中在S11设置k＝N-1后，在S12，为了确定第k级即第N-1级的电流值，首先用第N-1级的修正值设定第N-1级的偏置电压Vb。各级偏置电压的设定方法前面在图8中作了详细说明。接着，在S13判定是否成为k＝1。若非k＝1，则进到S14，设k＝k-1，然后返回S12。在S12，为了确定第k级即第N-2级的电流值，用第N-2级的修正值设定第N-2级的偏置电压Vb。此时偏置电压Vb已经确定，并且也用流水线工作中的第N-1级的数字输出求出第N-2级的系数。这样，从后级向前级设定各级的偏置电压Vb。在S13，成为k＝1，确定了到最高的第1级为止在各级成为最佳电流的偏置电压Vb后，就进到S15，所有各级的偏置电压Vb的设定结束。从而，可以使流水线A/D转换电路4a整体在最佳电流值下工作。
另外，在设有流水线A/D转换电路4a的放大器的所有各级都设有偏置电压发生电路的情况下，可在流水线A/D转换电路4a的各级个别地设定偏置设定信号s3，也能根据要求只设定所需要的级的偏置电压Vb。
如上所述，依据本实施例，在设有流水线A/D转换电路4a的2倍放大电路4i的各级设有偏置电压发生电路，因此可以按照要求只设定所需要的级的偏置电压Vb。
另外，从流水线A/D转换电路4a的后级向前级依次确定偏置电压Vb，因此，能够将各级设定在最佳偏置电压Vb上，使流水线A/D转换电路4a各级都工作在最佳电流值下。
另外，设有流水线A/D转换电路4a的2倍放大电路4i的级从末级到初级依次确定偏置电压Vb，因此，能够将所有各级都设定在最佳偏置电压Vb下，使流水线A/D转换电路4a整体工作在最佳电流值上。
另外，流水线A/D转换电路4a各级的偏置电压发生电路可以用来自外部的偏置电压设定信号s3个别地使之变成可工作状态，因此，能够用该偏置电压设定信号s3，按照要求只设定所需要的级的偏置电压Vb。
以上，就各实施例进行了描述。再有，以上描述的电子电路装置，可以是模拟电路，也可以模拟-数字混合电路，也包含作为器件单元的相机组件和作为商品的便携式电子设备(便携式电话等)。
另外，电子电路装置可以将系数检测电路和控制电路、修正电路和模拟电路及A/D转换电路一起设计成IC作为单件封装，但是不限于此，也可以将上述每个电路形成个别的IC封装，再用引线相互连接。
另外，成为预定特性检测对象的模拟电路和控制该模拟电路的控制部件可以用1对1、1对多、多对1中的任一方式进行组合。
另外，在有多个成为检测对象的预定特性存在的情况下，检测部件也可以通过运算将检测对象作为系数检测出。从而，可以有效地检测多个检测对象。
另外，若能在IC内自主地进行系数的检测以及用控制部件进行的控制，则不必从IC外部提供信号处理指示。
产业上利用的可能性本发明适用于设有A/D转换电路的电子电路装置，特别是设有流水线A/D转换电路的电子电路装置。
权利要求
1.一种电子电路装置，其特征在于，设有模拟电路；检测所述模拟电路的预定特性的检测部件；以及根据用所述检测部件获得的检测结果来调整所述模拟电路的功率消耗的控制部件。
2.一种电子电路装置，其特征在于，设有模拟电路；检测所述模拟电路的预定特性的检测部件；以及根据用所述检测部件获得的检测结果来调整所述模拟电路的电流消耗的控制部件。
3.权利要求1或2记载的电子电路装置，其特征在于，所述预定特性是在制造所述电子电路装置时工序的一部分中获得的特性和在所述电子电路装置使用时获得的特性中的至少一方。
4.权利要求1或2记载的电子电路装置，其特征在于，所述检测部件将所述模拟电路的检测对象作为系数检测出。
5.权利要求4记载的电子电路装置，其特征在于，所述检测对象有多个，所述检测部件通过运算将所述检测对象作为系数检测出。
6.权利要求5记载的电子电路装置，其特征在于，所述系数是数字信号，所述检测部件是执行数字处理的电路。
7.权利要求4记载的电子电路装置，其特征在于，根据数字信号调整所述模拟电路的工作状态，所述控制部件是根据所述检测结果通过数字处理生成调整所述模拟电路的工作状态用的信号并加以输出的电路。
8.权利要求7记载的电子电路装置，其特征在于，所述系数的检测和所述控制部件的控制均在IC内自主地进行。
9.权利要求1或2记载的电子电路装置，其特征在于，所述模拟电路包含放大器，所述控制部件调整所述放大器的电流消耗，从而调整所述模拟电路的电流消耗。
10.权利要求9记载的电子电路装置，其特征在于，所述模拟电路包含发生提供给所述放大器的偏置电压的偏置电压发生电路，所述控制部件使所述偏置电压发生电路发生的所述偏置电压变化，从而调整所述模拟电路的电流消耗。
11.权利要求10记载的电子电路装置，其特征在于，所述偏置电压发生电路根据输入的电流改变所要发生的所述偏置电压。
12.权利要求11记载的电子电路装置，其特征在于，所述偏置电压发生电路根据输入的电流同时改变所要发生的多个所述偏置电压。
13.权利要求12记载的电子电路装置，其特征在于，所述偏置电压发生电路是根据输入的数字信号改变所要发生的所述偏置电压的D/A转换电路。
14.权利要求13记载的电子电路装置，其特征在于，所述偏置电压发生电路发生多个所述的偏置电压，设有且对应于所述偏置电压分别设有多个所述D/A转换电路。
15.权利要求14记载的电子电路装置，其特征在于，设有所述偏置电压发生电路的所述D/A转换电路的个数，与提供给所述放大器的所述偏置电压的个数一致。
16.权利要求10记载的电子电路装置，其特征在于，所述偏置电压发生电路通过来自外部的偏置电压设定信号而成为可工作状态。
17.权利要求10记载的电子电路装置，其特征在于，所述控制部件重复地使所述偏置电压发生电路发生的偏置电压改变，直至所述系数成为预先设定的收敛值为止，从而调整所述模拟电路的电流消耗。
18.权利要求1或2记载的电子电路装置，其特征在于，设有修正部件，根据所述系数修正对应于所述模拟电路的工作状态的输出结果。
19.权利要求1或2记载的电子电路装置，其特征在于，所述模拟电路是将模拟输入信号转换为数字值而输出的A/D转换电路。
20.权利要求19记载的电子电路装置，其特征在于，设有修正部件，根据所述系数修正由所述A/D转换电路进行A/D转换所获得的数字值。
21.权利要求19记载的电子电路装置，其特征在于，所述A/D转换电路是流水线A/D转换电路。
22.权利要求21记载的电子电路装置，其特征在于，所述系数是所述A/D转换电路的流水线各级的放大器增益的指标。
23.权利要求21记载的电子电路装置，其特征在于，所述系数是所述A/D转换电路的流水线各级的放大器增益误差的指标。
24.权利要求20记载的电子电路装置，其特征在于，在所述流水线A/D转换电路的多个级上设有偏置电压发生电路，发生提供给所述流水线A/D转换电路的放大器的偏置电压。
25.权利要求24记载的电子电路装置，其特征在于，所述偏置电压从所述流水线A/D转换电路的后级向前级依次确定。
26.权利要求25记载的电子电路装置，其特征在于，所述偏置电压从设有所述放大器的各级中的末级到初级依次确定。
27.权利要求24记载的电子电路装置，其特征在于，通过来自外部的偏置电压设定信号而各别地使所述流水线A/D转换电路的各级的所述偏置电压发生电路成为可工作状态。
全文摘要
含模拟电路的电路(1a)处理模拟输入信号(Vin)。另外，含模拟电路的电路(1a)输出指示设有含模拟电路的电路(1a)的模拟电路的预定特性的系数s1，并输入到系数检测/控制电路(1b)。系数检测/控制电路(1b)通过将系数s1作为信号值处理并检测，检测出所述模拟电路的特性。系数检测/控制电路(1b)将根据系数s1的检测结果得到的控制信号s2输出，并输入到含模拟电路的电路(1a)。系数检测/控制电路(1b)从而调整所述模拟电路的工作状态并控制含模拟电路的电路(1a)的动作。从而，能够高精度地使用所制造的模拟电路，并且能够实现能够降低其模拟电路的功率消耗和电路规模的电子电路装置。
文档编号H03K19/094GK1981443SQ200580022520
公开日2007年6月13日 申请日期2005年6月6日 优先权日2004年6月11日
发明者松井裕文, 饭塚邦彦 申请人:夏普株式会社