专利名称：带通数模转换器的方法和装置的制作方法
技术领域：
公开的系统和方法涉及数字信息到模拟信息的转换。更具体而言，公开的系统和方法涉及通信系统使用的数模转换器。
背景技术：
目前，数字通信系统包括用于通信音频信息、视频信息和其他数据的系统。这些系统包括用于经过同轴电缆、无线连接等分布信息的方法。某些该数字通信系统使用数字调制方法以在有限频带中传输数字位流。数字信息(一般以位流形式)最初被调至到数字基带信号，然后被转化为模拟基带信号。模拟基带信号然后被转化为射频(RF)信号。可替代地，数字信息可首先被转换成模拟信息(即，模拟基带信号)。该模拟基带信号然后被调制到RF载体上。这通常借助公知的正交I、Q调制器实现。
图1表示用于执行该功能的现有技术的数模转换器(DAC)IOO的框图。图1中的DAC系统100接收同相数字信号I。系统100还接收正交相位数字信号 Q0数字信号I和Q采用分别表示基带I和Q信号在时间序列点上振幅的一连串数字值(或采样)的形式。数字样本流由DAC102、104以递进形式转换为基带信号的模拟近似表示，形式上由数字样本流表示的I和Q。DAC102U04接收具有采样频率fs的采样时钟信号106。 采样时钟信号106由时钟生成器108和振荡器110生成。理论上，DAC 102、104将准确地再现模拟信号I和Q。然而，DAC 102、104中的转换处理引入失真。失真是以sin(x)/x(通常称为“sine”函数)的形式。输入基带信号在频域中乘以sine函数。因此，DAC输出信号 112、114 具有 sine 包络(envelope)。除了与sine函数相乘，DAC 102、104的输出包括具有的频率等于采样频率fs加减基带信号I和Q的频率的光谱图像。此外，在采样频率fs加减基带频率的每个谐波产生光谱图像。借助上转换器或混合器124、126中的乘法，一般使用正交局部振荡器(LO)信号 127、1观上转换DAC 102、104的输出112、114。乘法过程实现将模拟基带信号调制到RF载波上，以及基带信号上转换到RF载频。第一局部振荡器(LO)信号127是由振荡器130产生。第二 LO信号128由负90度移相器132产生。该振荡器130—般独立于用于产生采样时钟信号106的振荡器110，以便获得载频的更大频率范围。在转换后，使用减法设备138 从混合输出信号140减去混合输出信号142产生RF输出信号136。除了基础频率，LO信号127、1观通常含有谐波频率(或在乘法处理中在混合器中产生的LO谐波)。通常，LO信号是方波信号，具有较强的谐波含量，主要由奇数阶形成。如果原始的未滤波DAC输出信号112和114被直接应用于各自的混合器，DAC 102、104产生的光谱图像可能由LO基础和其谐波转换为所需的频率，并从而影响混合器124、1 的所需上转换输出。此外，由于落在该边带的不希望的转换项而使得减法结138中该边带的取消是不完全的，因此现有技术DAC系统100不能产生单边带(SSB)信号，即残余功率仍将保留在该其他(不希望的)边带中。本领域公知的是产生SSB信号的能力对于构建复杂的RF 信号是必需的。
为了避免光谱影响并实现产生SSB信号的能力(因此产生任何复杂的信号)，低通抗锯齿或重建滤波器(LPRF) 116、118用于从DAC输出信号112、114减少或消除不希望的光谱图像。然而，LPRF是较大并复杂的，推高了 DAC系统的成本。具体而言，在LPRF中的必要有源滤波器増加了芯片的成本，功率及模具尺寸。LPRF滤波器也存在性能困难。例如，需要谨慎地平衡和匹配I-信道和Q-信道信号路径。这使得使用LPRF更加困难。具体而言， 高阶LPRF滤波器更难于平衡和匹配信号路径。较大LPRF也与设计关键块竞争用于模具的优化布置。所有这些因素现呈现了会显著影响DAC系统的成本和性能的设计挑战。可以从以上说明看出需要一种技术直接产生带通信号并同时避免常规方法的上述问题。发明概述公开的方法和设备提供了使用有效结构将数字信号转换为模拟信号的装置，所述有效结构通过提供用于取消否则会产生的图像的装置而减少所需滤波器的数量。通过系统中的三个參数，选择是否产生上边带、下边带以及上下边带的组合以及如何歪斜从系统输出的包络。附图简述參照下图进行具体描述根据一个或多个各个实施例的公开的方法和设备。该图仅被提供用于说明的目的，以及仅仅描绘了公开的方法和装置的某些实施例的示例。这些图被提供以帮助读者理解所公开的方法和设备，以及不应被认为是对该请求的发明的宽度、 范围或应用性的限制。应当注意，为了清楚和容易地进行理解，这些图没必要按比例制作。图1表示现有技术数模转换器(DAC)的框图。图2表示根据公开的方法和装置的一个实施例，双带通数模转换器(DB-DAC)系统 200的一个实施例。图3表示由第一实施例的DB-DAC系统200产生的信号(在频域)。图4示出谐波双通带DAC (HDB-DAC)系统300。图 5 示出 N-阵歹Ij RF DAC 900。图6示出图5的N-阵列RF DAC可以实现LO信号，该LO信号具有频率是采样频率fs的第m个谐波。图7示出全周期N-阵列RF DAC。图8示出图7的全周期N-阵列RF DAC可以实现LO信号，该LO信号具有频率是采样频率fs的第m个谐波。图9表示图7之前所示的实施例的特殊情況。图10表示经配置以减少混合器数量的全周期四-阵列RF DAC的实施例。图11示出图10的末端加法器的输出的频谱。图12示出其中信道零滞后信道一的全周期四-阵列RF DAC 1200。图13a表明LSB留存(survive)，而USB由图12的实施例抑制。图13b表示在图12的输出的滤波器响应和滤波器输出。图14表示利用两个四-阵列RF DAC組合的公开方法和装置的实施例。图15表示具有第二谐波LO信号的全周期3-阵列RF DAC0上述图不意于穷举的或用来将该公开的方法和设备限制为所公开的明确形式。应当理解，上述公开的方法和设备可通过修改和改变进行实施。本发明应仅仅通过该权利要求和其对等体进行限定。发明详述图2的双信道DB-DAC系统的结构图2表示根据公开的方法和装置的一个实施例，双带通数模转换器(DB-DAC)系统200的一个实施例。DB-DAC系统200包括第一信道202 (下文称为信道零)和第二信道 204(下文称为信道一)。信道零202包括第一 DAC 206及第一混合器208。第一 DAC 206 具有时钟输入、信号输入和输出。DSP 205向第一 DAC 206提供信号输入，信号210包括样本流(即，表示信号在时间特定点的相对振幅的数字值)。DAC 206的时钟输入也接收由时钟发生器215产生的第一采样时钟信号214。时钟发生器215耦合到振荡器217，该振荡器 217向时钟发生器提供參考频率。在可替换实施例中，时钟生成器215和振荡器217可以被提供本文所述信号的任何设备取代。本领域普通技术人员将理解许多其他设备/电路都是可能的。DAC206的输出耦合到上转换器(在一个实施例中，其是混合器208)。需要注意 在所公开的方法和装置的一个实施例中，DAC 206和混合器208之间不需要滤波器。混合器208具有信号输入、局部振荡器(LO)输入以及射频输出。LO输入接收LO信号216，在所公开的方法和装置的一个实施例中，该LO信号216与耦合到DAC 206的信号(即，采样时钟信号214)相同。对本领域普通技术人员清楚的是输入和输出的名字不应理解为对输入提供的信号的特征的限制。因此，混合器的RF输出不用于暗示从混合器208输出的频率范围。混合器208的输出耦合到加法器236。在所公开的方法和装置的一个实施例中，加法器236的输出238耦合到重建带通滤波器四6。信道一包括第二 DAC 220和第二混合器222。DSP 205向第二 DAC 220提供第二数字样本流224。DAC 220也接收由时钟发生器215产生的第二采样时钟信号226。DAC 220 的输出耦合到混合器222。如上所述，在所公开的方法与装置的一个实施例中，DAC 220和混合器222之间不需要滤波器。混合器222接收LO信号230，在所公开的方法与装置的一个实施例中，该信号与采样时钟信号2 相同。混合器222的输出耦合到加法器236。如下文更详细所述，图2中公开的结构提供可以控制的三个參数。从三个參数合适选择两个參数会在加法器236产生输出238，其中所选边带(即，下边带(LSB)或上边带 (USB))和一些光谱图像被抑制。此外，三个參数中第三个的值可以被设置以使得输出238 的包络歪斜到ー个方向或另ー个方向，将清楚地如下描述。三个參数中的第一个是由DSP 205应用以产生数字样本流210和224的“相移转换(PST) ”使用的相对相位。例如，在一个实施例中，转换ん= PST{X，θ J被应用到基带信号X的数字表示其中\是PST应用到第i个信道的结果；以及θ i是要转换的基带信号的相位量。因此，PST {X，θ} = χ{θ}是表示使用相位转换θ应用到基带信号X的转换结果的数字样本流的速记形式。參考信道零，DSP 205接收或产生基带信号X的数字样本流。对于信道零，θ等于0°。应用到信道一的数字样本流224的PST产生X1 = PSTiX,-90° }。如下提供关于转换PST {X，Θ}的更多细节。三个參数中的第二个是采样时钟信号214、2沈的相对相位。采样时钟之间的该偏移相位(或如下所解释的，偏移时间)相对于现有技术提供了更大自由度控制各种光谱图像和期望信号之间的相位关系，以基础方式帮助产生单个边带(SSB)(因此更复杂信号)信号而不需要在DAC和混合器之间滤波。由于这个参数，当前说公开物具有取消不需要的边带和落在该边带上的所有转换图像项，并因此在输出只产生另外的所需单个边带信号。需要注意该周期信号的相位直接涉及信号周期，或更精确地说，涉及周期开始相对于某些任意参考时间点的相对时间点。因此，只具有一个光谱频率分量的信号的相移可表示为每个信号周期开始的时间偏移。在采样时钟信号214、2沈的情况下，第一采样时钟信号214和第二采样时钟信号2 之间具有相对相移。该偏移可以表示为第二采样时钟信号2 相对于第一采样时钟信号214的-90°相移。然而，这种关系也可以表示第二采样时钟信号延迟Ts/4，其中Ts是第一采样时钟信号和第二采样时钟信号的周期。需要注意 第一和第二采样时钟信号具有相同频率，并因此具有相同周期Ts。在图2中，采样时钟信号 214,226的延迟可表示为CLK( τ》，其中τ i是第η个信道的采样时钟信号的偏移。这三个参数中的第三个时分别耦合到混合器208、222的LO信号216、230的相对相位。如在采样时钟信号214、2沈的情况一样，LO信号216、230之间的相对相位差可表示为周期开始的相对延迟。需要注意L0信号216、230具有有相同周期Τω，但在图2所示实施例中，第一 LO信号216的相移-90°或用时间表示，延迟Τω/4。在图2中，LO信号 216、230的延迟可用表达式LO(Wi)表示，其中Wi是第i个信道的LO信号中的偏移。在图2中，相同信号用于采样时钟信号214和LO信号216。因此，Vi = τ 然而，将从下文看出，在某些可替换实施例中并非如此。采样时钟信号214向DAC 206,220提供时间信息以指示由DSP 205提供的下个值将从数字值转换为模拟输出(即，转换成输出电平，诸如电压等级、电流等级、电阻等级等， 这些等级由下个数字采样的值确定)的时间。如上所述，从DAC 206、220输出的信号212、 228都是根据样本值并分别响应采样时钟信号214、2沈的时间改变振幅的阶梯函数。
图2的DB-DAC系统的操作最初，DSP 205产生或接收表示基带信号X的数字样本流。根据所公开方法和装置的一个实施例，基带信号X是独立基带信号分量的线性组合。X的每个分量可以选择性地由 PST转换。根据关于LO延迟的转换相位选择，基带信号分量可位于LSB或USB上。需要注意该基带信号最初可以由DSP 205根据基带信号X的数学描述直接产生为数字样本流。为了帮助理解所公开的实施例，以下描述X信号具有一个分量。一旦DSP 205具有数字样本流210，在将数字样本流210提供到DAC 206之前，DSP 205对数字样本210执行变换PST {X，Θ}。该变换将由数字样本流210表示的基带信号X的光谱中的所有正频率相移等于θ°的量，以及将由数字样本流210表示的所有负频率偏移等于-θ °的量。本领域普通技术人员将理解该变换可以通过首先对数字样本流执行傅里叶变换，并将信号偏移θ °，并然后执行反向傅里叶变换而实现。这样，取决于频域中的分量具有正频率或负频率，将信号的每个光谱分量偏移θ或-θ°。执行变换PST {X，Θ}的可替换方式是使用相移LO(等于所需值θ的相移)对基带信号上转换，然后使用相同LO进行下转换，但不使用相移(或反之亦然)。本领域普通技术人员将理解执行转换具有其他多种方式。在对第0个信道(S卩，信道零)产生的数字样本流210的情况中Jci = PSTiX, θ J， 其中θο等于0度。由于零度PST被应用到数字样本流210，数字样本流210没有变化。然而，对于第一个信道(信道一)通过执行& = PST {X，θ J由DSP 205产生数字样本流224， 其中Q1等于-90°度。需要注意θ ^和Q1之间的差是上面提及的三个参数中的第一个，用于控制来自 DB-DAC的输出信号238是否具有LSB或USB。下文将详细对其解释。此外，DSP 205对齐获取样本的时间(即，基带信号具有样本值的时间)和采样时钟信号214、226。因此，采样的时间将和采样时钟信号的时间一致。采样时钟信号214、226 由时钟发生器215产生。信道一的采样时钟被延迟Ts/4，在图2中表达为表达式CLK( τ , 其中τ i = Ts/4。获取样本的时间延迟被表示为& ( τ D，其将在第i个信道上获取样本的时间延迟Ti = Ts/4。因此，DSP 205将获取每个样本的时间延迟“ τ/，。对于信道零，τ。= 0(即，对于第一数字样本流210)。因此，在信道零上获取数字样本流210的样本的时间上没有叠加延迟。在第二数字样本流2Μ上叠加的延迟A(T1)是&OV4)，其中h = Ts/4 以及fs是相同频率(即，采样时钟信号214、226的频率)以及Ts= l/fs(即，Ts是采样时钟信号214、2沈的周期)。应该注意由数字样本流2M表示的底层基带信号没有被延迟函数& ( τ D偏移， 而仅仅在获取样本的时间上延迟以确保样本值表示底层基带信号在采样时钟信号2 计时DAC 220时的振幅。在一个实施例中，DSP 205产生在时间上与第二采样时钟信号2 对齐的数字样本流。然而，在可替换实施例中，DSP 205最初值产生一个数字样本流并然后使用该数字样本流为第一和第二数字样本流210、224的基础，该第一和第二数字样本流210、 2M分别耦合到两个DAC 206、220。在该实施例中，DSP 205可以内插在采样时间之间以确定在偏移时间的样本的正确值。还应该注意可以在执行延迟函数τ D之前或之后执行 PST以产生第二数字样本流224。常规地，正交DAC的采样时钟在时间(S卩，相位)上对齐以确保样本表示I和Q信道中时间的相同点。然而，所公开的方法和装置的采样时钟信号214、2沈互相偏移。因此， 处理数字样本流210、224的DSP 205考虑采样时钟214、2沈的相移确定样本流的值。τ。和^之间的差(S卩，采样时钟信号214、2沈之间的延迟量)是上面提到的第二个参数，连同LO信号230中的延迟方向控制输出信号238的包络将歪斜到哪个方向。如下将更详细地讨论，如果T1大于τ ^ (可称为顺时针延迟)，将参考第一数字样本流210的采样时间延迟第二数字样品流224的采样时间。当LO信号也被顺时钟延迟时，这一延迟将导致输出信号238的包络向上频率歪斜(即，如图3所示，正频率上的包络歪斜到右边，以及负频率的包络将歪斜到左边)。类似地，如果LO信号和采样时钟信号都以逆时针方向延迟时(即，相对于Ttl，T1延迟)，则包络将向着USB歪斜。可替换地，如果一个的方向不同于另一个的方向，则向着LSB倾斜。第一混合器208接收从DAC 206输出的信号212。所需信息被储存在从D. C.直到fs/2的基带频率(即，第一 Nyquist区)中。第一混合器208也接收第一 LO信号216。 第一 LO信号216是由时钟生成器215产生的。根据所公开的方法与装置的一个实施例，LO 信号216与采样时钟信号214相同。LO信号216与采样时钟信号214同相。因此，LO信号 216的相位相对于采样时钟信号214是0度。混合器208通过使用LO信号216向上变换(S卩，乘)DAC 206的输出信号212而产生RF输出信号218。本领域普通技术人员将理解混合器208可以实施为任何设备、电路或能够使混合器208的两个输入相乘的信号处理块。本领域普通技术人员将理解可以使用模拟或数字电路，诸如如四重开关、模拟多路复用器(mux)、转接器和例如Gilbert单元。 由于混合器输入212、2观是梯形波形，因此可以使用开关。开关可以被硬驱动用于低转换损耗和高输出电平，而且还实现低失真。第二混合器222接收第二 DAC 220的输出信号2 并使用第二 LO信号230调制。 第二 LO信号230被延迟Ts/4，其等同于在频率4处的-90°。图2中LO的延迟可以被标示为L0(Ts/4)。此外，图中标记指示L0(Ts/4)@fs以进一步指示LO的频率是fs。因此，第二混合器222生成第二 RF输出信号232。在附图中使用该常规。在当前公开的方法与装置的某些实施例中，到DAC系统200的输入信号源自DSP 205。因此，DSP 205可以考虑采样时钟信号214、2沈的相移直接计算数字样本流210、224 的样本的合适的值。然而，在某些实施例中，DSP 205将从外部源接收第一和第二数字样本流，第一数字流的样本表示和第二数字流的样本的相同采样时间。因此，DSP 205需要内插当相对于另一流偏移时一个流的样品值应该是的值，以考虑采样时钟信号214、2沈之间的 Ts/4延迟。一些插值方法例如包括使用有限脉冲响应(FIR)滤波器进行插值、多项式插值以及采样和持有插值。然而，任何装置都可以用于提供表示信号的数字流，在信号中，第一信号的频谱是与第二信号的频谱的预定相移，以及第一信号的采样时间相对于第二信号由预定时间偏移进行偏移，以及在采样时钟的相移中提供该时间偏移。不考虑采样时钟信号 214,226之间的相位差将引起数字样本流2M表示的第二信号X1中的不希望有的偏移。图2中DB-DAC系统200的实施例还包含加法器236。信号218耦合到加法器236 的第一输入。信号232耦合到加法器236的第二输入。因此，加法器236的输出是信号218、 232之和。本领域普通技术人员应理解加法器236可以实施为任何电路、部件或产生两个信号218、232之和的处理装置。加法器236产生DB-DAC RF输出信号238。图3表示由第一实施例的DB-DAC系统200产生的信号(频域中)。因此，现在联合参考图2和图3。图3表示第一 DAC输出信号212的频谱M4。频谱244包括所需USB信号254。频谱244还在LSB2M中包括所需信号2M的不希望的镜像M6。频谱244进一步包括光谱图像256和sine包络258。图3也表示表现第二 DAC220输出信号228的频谱沈0。频谱260包括USB中的所需图像沈8。频谱260还在LSB中包括所需信号沈8的不希望的镜像沈2。频谱260进一步包括光谱图像272和sine包络274。参见图2，第一混合器使用第一 LO信号216调制第一 DAC输出信号212。第一 LO 信号216具有的频率等于采样频率fs。第二混合器222使用第二 LO信号230调制第二 DAC 输出信号228。第二 LO信号230具有的频率也等于采样频率fs。在图2所示实施例中，第二 LO信号230是第一 LO信号216的-90°。用时间表述第二 LO信号230比第一 LO信号216滞后四分之一的采样时钟周期(例如，Ts/4)。图3也表示在由两个混合器208、222上变换和由加法器236求和滞后DB-DAC RF 输出信号238(如图2所示)的频谱276。频谱276围绕第一 LO信号216的LO频率fM。需要注意第二 LO信号230具有相同频率fM。图2和图3所示的实施例中LO频率等于采样频率fs。从0赫兹(Hz)的中心频率到中心频率fs的频谱偏移是在第一混合器208和第二混合器222中执行的频率上转换的结果。当在加法器236对两个上转换的信号218、232 求和时，所需信号观0出现在频谱276的USB中。然而，由于在DSP 205中的相位旋转(例如，来自PST)，由于DAC时钟的正交时间，并由于LO信号216、230的正交关系，信号218、232 中不希望的LSB (参见图2)取消(cancel)。DB-DAC RF输出信号中的最近频谱假象287位于所希望信号四9的关注带宽(fs/2至3fsA)之外，如图3中的频谱所示。当前公开的方法与装置的其他优势在于由于两个信号212、2沈的混合结果相加的形式，DB-DAC RF输出信号276的频率响应中的sine包络观8向着USB倾斜。S卩，DB-DAC RF频输出信号276的频率响应是不对称的，导致sine包络288在USB的方向倾斜。在第一实施例中sine包络洲8的非对称性有利地在预期USB附近的频率中产生扁平频率响应。在所公开的方法与装置的一个实施例中，三个参数经过选择以使得保留LSB，抑制 USB以及包络倾斜向着LSB。在一个该实施例中，由DSP 205为了产生第二数字样本流224 执行的PST是A = PSTiX, 90° }，以及采样时钟信号226的延迟^是Tl = -Ts/4(即，采样时钟信号2 的相移是90°或τ i = 0以及τ Q = Τ/4,以便τ Q相对于τ i延迟)。通过进行PST偏移90° (而非图2所示实施例中的情况的-90° )，并进行采样时钟信号226 偏移_Ts/4(而非图2所示实施例中偏移的Ts/4)以及使得在-90°偏移LO信号232，将保留USB以及包络将偏移向着USB。然而，DSP 205必须调整数字样本流224的采样时间，以便当采样时钟信号226使得样本由DAC 220转换为振幅水平时，样本表示底层基带信号的振幅。因此，相同值必须用于延迟采样时钟信号226(即，-90°或_Ts/4)，如用于延迟从DSP 205输出的数字样本流224的样本。在另一个替代实施例中，如图3所示，通过在-90° (Ts/4)进行采样时钟信号226 的偏移而保留倾斜。在另一个实施例中，通过对应用到第二混合器222的LO信号230的相位进行相对于LO信号216的相移90°并保留函数X1 = PST {X，-90}，而选择USB (而非 LSB)。因此，经应用以产生数字样本流224的PST的角度和选择LO信号232的角度是同一方向，则LSB将保留，而USB被抑制。然而，如果PST的角度与LO信号232的旋转角度相反 (一个是90°，以及另一个是-90° )，则USB将保留，而LSB被抑制。在图2所示的所公开方法与装置的实施例中，带通滤波器296耦合到DB-DAC RF 输出。图3表示RF带通输出信号四8的频谱四9。频率299没有不希望的能量(即，具有 “干净”的频谱)。即，在RF DB-DAC输出信号238中的带外光谱图像286不再出现在频谱 299 中。在RF带通输出中使用低复杂性和较宽带宽滤波器实现提供干净的频谱四9。滤波器的较宽BW允许频率变化或调整中更快的频率改变。此外，不需要第二独立时钟源以实现信道切换。这就去除了具有独立时钟源的调整装置以实现信道切换。因此通过具有干净频谱的实施例可以实现显著的成本节省和芯片尺寸减少，该实施例实现没有第二时钟源以及在DAC和混合器之间(内)没有滤波器的信道切换。可以看出，不象现有技术，在DAC206、220的输出不需要重建滤波器。然而，在所公开方法与装置的一个实施例中，滤波器用于滤波一些剩余的高频成分。滤波器的截止频率在信道带宽之上，但不限于Nyquist频率，即切断可以远远高于常规Nyquist滤波器。例如， 高频图像成分不会在不同信道的DAC 206、220之间匹配。因此，通过在DAC 206、220的输出在每个信道放置这些较高切断频率的等同滤波器而去除该图像成分。
在某些情况下，例如当需要输出频谱的平整外观时，sine包络外观(包括倾斜)是不被希望的。为了平整该输出响应，可以向基带信号应用数字修正或预加重。该修正可包括Ι/sinc修正项、结合补偿包络倾斜的的另一项。当Ι/sinc修正项常规地展示了围绕DC 的频率对称(即，转换后围绕载波)时，倾斜修正将展示围绕DC的非对称(S卩，转换后围绕载波)。可以看出，可得意分析性地确定倾斜量并相应地得到第二纠正项。可替换地，通过模拟或其他方式确定修正项。谐波带通DAC系统图4说明谐波双通带DAC(HDB-DAC)系统300。HDB-DAC 300的结构类似于图2的 DB-DAC 的结构。HDB-DAC 300 的 DSP 205,DAC 206、DAC220、混合器 208、混合器 222 以及加法器236都与上文参考图2的DB-DAC相同。然而，图4所示的HDB-DAC 300的时钟生成器 315产生第一和第二采样时钟信号214、326以及第二和第二 LO信号316、330。第一和第二采样时钟具有频率fs。第一和第二 LO信号316、330具有频率 ·ω = πι ；。第二采样时钟信号326比第一采样时钟信号214滞后(Ts/4)*(l/m)。第二 LO信号330比第一 LO信号316 滞后(Ts/4)*(l/m)。因为采样时钟信号3 被延迟，从DSP 305输出的数字样本流324的采样时间必须经过调整，以便样本值反映基带信号在由延迟采样时钟信号3 指示的采样时间的振幅。重建带通滤波器396可用于消除任何不希望的带外图像。本领域普通技术人员将理解用于谐波混合的PST不具有用因子m调节的相移，而相反，PST将与非谐波混合的情况相同，即，如之前图2所述，使用基础时钟频率fs的频率转换。即，对于谐波混合，由 PST叠加到基带信号的光谱分量的&转换偏移对所有正频率都是相同的-90°，对于所有负频率都是90°，如图2中基础混合中所用的A = PSTiX,-90° }，其中X是基带信号。通用N-阵列 RF DAC图5示出N-阵列RF DAC 900。N是在所公开方法和装置的RF DAC系统的任何特定实施例中出现的信道数量(或DAC路径)。该N-阵列RF DAC提供结构允许在以上图2 和图加中介绍的原理和方法用于任意整数N > 2的更一般情况。这包括较大值N的情况， 例如N = 3、4、5、6、8、10、12、14、15、16、18、20。使用较多DAC的优势可包括更干净的输出频谱(即，更多不需要的图像转换项被取消)，需要较少或较低复杂度/成本的滤波以及输出RF信号的增加功率。输出功率增加，这是基本上同相对所有DAC的所需信号输出求和， 使用因子N建设性地增加所需信号功率。提高的RF功率可使得取消否则需要使用的任何输出功率放大器。 三个参数可经操纵以控制是否输出USB或者LSB，以及输出的包络是否向着USB或 LSB倾斜。这三个参数包括=(I)DSP在基带信号上执行的PST的角度；(2)在用于对DAC计时的采样时钟上叠加的时间延迟；(3)用于上转换DAC输出信号的LO信号的相位。图5所示的概括表示展现了对多个信道的之前公开的理论，下文将更详细地描述其优势。
N-阵列 RF DAC 900 包括 DSP 905、多个(N个)DAC 901、903、907、909 (图 5 中明确表示四个)、混合器911、913、915、917(图5中明确表示四个)以及加法器919。每个DAC/ 混合器对构成信道。该信道从图5顶部的信道零920到图5底部的信道N-I 922计数。和图2所示的实施例情况一样，DSP 905对基带信道执行PST {X，Θ}以产生N信号的每个，该 N个信号将DSP 905输出到N个DAC 901、903、907、909。在图4所示的一般情况下，第i个信道的相移值θ被计算为、=4*1^180° /N，其中k是除了等于N和N的整数倍以外的任何整数。θ =180° /N(和其奇倍数)被称为"半周期”，表示所有状态的相位分布在半周期上，以及θ =2· 180° /N = 360° /N(及其倍数)被称为〃全周期”，表示相位分布在整个周期上。对于图5所示的实施例θ值经选择为k = 1，θ = 180° /N，所以对于第i个信道，相移被计算为eiZ-i.lSO。/N，使用选择的负号。这将引起沿着从信道零至信道N-I 的信道的信号相移顺时针增加，具有逐渐增加的延迟。假设LO信号按相同方向耦合到每个混合器911、913、915、917，该结果将在RF输出921产生LSB信号。假设LO信号的旋转的顺时针方向保持不变，将相移的方向(即，θ i = +i · k · 180/N)翻转到相反方向(逆时针增力口，即减少延迟或改进相位)将在RF输出921产生USB边带。采样时钟信号931、933、935、937由时钟发生器939(为了简化，未示出)产生。每个采样时钟信号931、933、935、937耦合到DAC 901、903、907、909中的单独一个。采样时钟信号931、933、935、937为DAC903、907、909计时以为每个样本产生振幅电平输出，所述每个信号将从DSP 905输入到DAC。在一个实施例中，采样时钟信号931、933、935、937错列，使得每个信号滞后和现有信道相关的采样时钟信号。对于第i个信道的采样时钟信号的延迟是i · 72Ν，其中“i”对于每个信道从零递增到N-1，以及Ts是采样频率4的周期。因此， 具有四个信道的阵列的第3个信道的延迟是3 ·Τ3/8，其中“i”= 3，N = 4。可以看出，如果有两个信道(如图2中的情况)，应用于第二个采样时钟信号230(即，信道一)的延迟将是1 ·Τ3/4，其中“i”= 1，N= 2。可以看出，第一个采样时钟信号214(信道零)具有零延迟(无论N是何值情况都相同)。随着每个采样时钟信号之后和之前信道相关的信号，并假设每个信道的LO时钟类似地滞后于之前信道的LO时钟，则输出921的包络将倾斜到上边带。翻转采样时钟信号的方向(即，使得每个采样时钟信号引导之前信道的信号)并保持LO信号的延迟方向不变，将使得包络倾斜到下边带。如上参考图2所示的实施例所述， 由DSP 905输出的采样时间必须经过调整，以便采样时间和相关采样时钟信号一致。因此， DSP 905必须确保耦合到多个DAC的多个数字样本流中的每个样本值表示在采样时钟信号指示特定样本将由DAC转换时的基带信号的振幅。LO信号923、925、927、929分别耦合到每个混合器911、913、915、917的LO端口。
在图5所示的N-阵列RF RF DAC的一个实施例中，相同的信号既作为采样时钟信号也作为
LO信号。一般来说，LO信号、采样时钟信号和PST叠加的偏移之间的延迟(或提高)的相对方向的任何组合都可以选择。如上文以及以下提供的示例所示，不同的组合将导致不同的边带(LSB或USB)或以及sine包络在RF输出的不同倾斜。根据所公开的方法与装置的一个实施例，这些参数是可编程的，便于优化N-阵列RF DAC系统的实施和性能。谐波N-阵列RF DAC系统图6示出图5的N-阵列RF DAC可以实施LO信号923、925、927、929，这些LO信
号具有的频率是采样频率fs的第m个谐波。一般来说，时钟延迟增加是h/m，其中τ3 = TS/2N 或该项的整数倍(即，1 · TS/2N，2 · TS/2N = Ts/N，· · ·，k · TS/2N，其中整数 k 乒 N 禾口 N 的整数倍)。在谐波混合的一个实施例中，每个LO信号的相对延迟是i ·Τ3/2πιΝ，其中对于每个信道i从零递增到N-I，N是阵列中的信道数，以及m是LO信号的谐波(即，& = mfs)。 应用于第i个采样时钟信号的延迟是i · 72πιΝ。如上所述，采样时钟信号的时间被延迟的任何时候，由DSP 905计算的采样时间必须经过调整以和采样时钟一致。该调整确保从 DSP 905输出的样本表示当采样时钟信号931、933、935、937对进入DAC 901、903、907、909 的样本计时的时候底层基带信号X的振幅值。在谐波情况下PST转换不受影响。不像时钟时间延迟，转换的基带信号的相移不由因子m调整，以便所有相移保持和基础混合的情况一致。在一个实施例，谐波因子〃 m〃是整数。然而，在可替换实施例中，m可以是有理数 (两个整数之比，例如m = 5/ 。然而，并不是所有的有理数产生令人满意的结果，所以每种情况需要单独检查。 全周期N-阵列RF DAC系统可以看出，对图5中信号执行的每个PST中应用的相位旋转都受限于零和-180° 之间的角度，或在其中以相反方向(顺时针)旋转时在零和180°之间。因此，该实施可被称为N-阵列RF DAC的“半周期”实施方式。在图7所示的可替换实施例中，角度受限于零到-360°的范围，或当以顺时针方向旋转时零到360°的范围。需要注意结构是相同的。 只有应用于PST的旋转或延迟量、采样时钟信号、由DSP 1005输出的采样时间以及LO信号与图5所示有所不同。图7示出全周期N-阵列RF DAC0如图所示，使用角度θ° =_i360/N对底层基带信号执行PST{X，θ ° }，其中N是阵列中的信道数量，以及i是从零到N-I的信道号。应用到每个采样时钟信号931、933、935、937的延迟量是^i = iTs/N。相同延迟被应用于获取每个样本的时间用于确保每个样本值可以反映当样本被定时输入到DAC 901、903、907、 909的底层基带信号的振幅。在一个实施例中，当相同的信号用于每个信道中的采样时钟信号和LO信号时，应用到LO信号911、913、915、917中每个的延迟分别等于适用到采样时钟信号931、933、935、937的延迟。使用这些说应用的值，输出信号921将包含LSB以及包络将向着USB。然而，在可替换实施例中，信道阵列中角度/延迟的旋转可以或在PST中(即， θ ° = i360° /N)或在 LO 信号 911、913、915、917(Ψ =-iTs/2N)中翻转，但不能同时进行，以便使得输出信号921包含USB。如果LO信号和PST的方向都被翻转，则输出信号将包含LSB，因此两个反响将互相抵消。独立于PST相位的旋转方向，通过翻转应用到采样时钟信号的延迟的旋转方向(即，Ti = -iTs/2N)并保持LO的延迟不变，包络倾斜到LSB而非 USB。谐波全周期N-阵列RF DAC系统图8示出图7的全周期N-阵列RF DAC可以实施LO信号923、925、927、929，这些 LO信号具有的频率是采样频率fs的第m个谐波。在一个该实施例中，每个LO信号的相对延迟是i (Ts/mN)，其中i对每个信道从零递增到N-I，N是阵列中信道数量，以及m是LO信号 (即，U = Hifs)的谐波。应用到第i个采样时钟信号的延迟是i(Ts/mN)。如上所述，只要采样钟信号的时间被推迟，由DSP 905计算的采样时间必须经过调整。该调整确保从DSP 905输出的样本表示当采样时钟信号931、933、935、937计时进入DAC 901、903、907、909的样本时底层基带信号X的振幅值。正如在图6的描述中所述，谐波因子〃 m〃是整数。然而，在可替换实施例中，m可以是有理数(两个整数之比，例如πι = 5Λ)。然而，正如上所述，不是所有的有理数都可以产生令人满意的结果，所以每种情况需要单独检查。
全周期四-阵列RF DAC系统图9表示之前如图7所示实施例的特殊情况。即，图9表示之前图7所示的实施例，但具体情况是N = 4。此外，图9表示在加法器919中的加法器941对信道零和信道二进行求和，在加法器919中的加法器943中对信道一和信道三进行求和。加法器941、943 的输出在第三加法器945中求和。如上文参考图5的描述中所公开的，DSP 905向底层基带信号X应用PST {X，θ ° } 以产生四个数字样本流。如图5的描述中所述，θ ° =-i360° /N，其中i是从零到N-I的信道号，以及N是信道920，922，947，949的总数。因此，对于和信道920相关的数字样本流， θ° =0°。和信道二 947相关的数字样本流由PST使用θ° =42)(360° /4)=-180° 进行转换。注意信道零920和信道947是成对的，因此在图9中互相相邻。和信道一 949 相关的数字样本流由PST使用θ° =-(1)360° /4 = -90°进行转换。和信道三922相关的最后数字样本流由PST使用θ° =-03)360° /4 = -270°进行转换。第一个该数字样本流\被提供到DAC 901。如上文所述，其他三个该数字样本流的每个的样本的采样时间被延迟，以对齐耦合到DAC 901、903、907、909的采样时钟信号的采样时间931、933、935、937。即，采样时钟信号931、933、935、937中每个都延迟τ j = i/ (Ts/N)。因此，对于信道零920耦合到DAC 901的采样时钟信号931没有被延迟(即，τ Q =0 (Ts/N) = 0)。对于信道二 947的采样时钟信号9；35被延迟τ 2 = 2 (Ts/4) = Ts/2或采样周期Ts的一半(相当于采样频率仁的-180° )。因此，从DSP 905输出到DAC 905的数字样本流中每个样本的采样时间被延迟Ts/2。如上所述，底层基带信号没有被延迟，而只是获取样本的时间以确保样本流中每个样本值表示当样本被采样时钟信号933定时到DAC 901时基带信号的振幅。对于信道一 949的采样时钟信号933被延迟τ 2 = l/(Ts/4)或相当于采样频率fs的-90°。最后，对于信道三922的采样时钟信号937被延迟τ 3 = 3/ (Ts/4)或相当于采样频率fs的-270°。每个DAC 901、903、907、909 的输出耦合到混合器 911、913、915、917。LO 信号 923、 925,927,929被提供到混合器以上转换DAC输出。每个LO信号923、925、927、拟9被延迟 Ψ = iTs/N。因此，信道零的LO信号923没有被延迟，信道二的LO信号927被延迟Ts/2(相当于仁的_180° )，信道一的LO信号925被延迟Ts/4(相当于仁的-90° )，信道三的LO 信号拟9被延迟3Ts/4(相当于4的-270° )。现在观察经过信道零和信道一的信号的相对相位，本领域普通技术人员可以理解由PST提供的转换将引起底层基带信号X中第一相移180°。因此，当数字样本流被输入到DAC时，这两个信号不同相。采样时钟的相对相位以及获取样本的时间延迟延迟没有影响底层基带信号的相位。然而，由于采样时钟的第一谐波和基带信号的混合而在DAC中生成的图像将偏移另外的180° (即，采样时钟延迟量加上PST引起的基带信道的量)。需要注意对于在DAC 901、903、907、909中产生的均勻谐波fs相位改变。因此，由DAC 901、 907在第一谐波产生的图像将同相，以及底层基带信号将不同相。DAC 901、903的输出然后由混合器911、913使用互相偏移180°的LO信号上转换，产生另一个互相翻转180°的信号。这使得信道零和信道二的基带信号同相以及图像的第一谐波不同相。因此，当混合器 911、913的输出求和时图像的第一谐波取消，而关注的信号在混合器911、913的输出求和。现在观察经过信道一和信道三的信号的相对相位，本领域普通技术人员可以理解由PST提供的转换将引起提供到DAC 903的信号第一相移-90°以及提供到DAC 909的信号相移-270。然而，如上所述，PST的操作使得负频率与正频率相反方向偏移。在180° 偏移的情况中，旋转方向并不重要，因为自-180°和180°是一样的。然而，对于信道一相关信道三，由PST应用的相移是180°。因此，由加法器943提供的DAC 903、909的输出之和本质上与信道零和信道二的输出之和相同。当两个加法器941、943的输出在加法器945 求和时，正交偏移是唯一相关的。此时，由DAC 901、903、907、909产生的第一谐波图像都被加法器941、943取消了。此外，所有的奇数高阶产出都将被抑制(抑制量取决于信道之间的平衡)。由加法器945执行的求和结果在于在fs的所需信号的LSB将同相并因此保留， 而USB不同相并因此被抑制。第一加法器945的输出频谱如图11所示。可以看出，使用多个DAC(超过2个)，除了不希望的USB1105被抑制，高阶图像也被取消。因此，所需信号 1101不需要限于落在第一 Nyquist区的较低频率(低于fs/2)。相反，可以使用超出第一 Nyquist区的较高频率的信号(即，超过fs//2，频谱落在较高Nyquist区)，因此使用所公开的方法与装置可覆盖更大的频率范围。图11显示最近图像1107接近所需信号1101下的两个倍频程。因此，使用更松散RF滤波器(例如，当提供较少信道时，按需要可使用低阶低通滤波器代替个高阶带通滤波器)。此外，包络1103向着LSB 1101倾斜接近所需信号1101的平整响应。使用减少数量混合器的全周期四-阵列RF DAC图10示出经配置减少混合器数量的全周期四-阵列RF DAC的实施例。通过在上转换之前求和偏移180°的这些信道，单个混合器1001可用于上转换两个DAC 901、903的输出到DAC 901、903、907、909的输出。图10的实施例的操作和结构和图9的相同。然而， 信道零的DAC 901的输出由加法器1001从信道二的DAC 907的输出减去。类似地，信道一的DAC903的输出由加法器1003从信道三的DAC 909的输出减去。因为上转换提供信道一和信道三的反转，DAC 901和907必须被减去而不是相加。类似地，DAC 903和909的输出必须由加法器1007减去。两个加法器1001、1003的输出然后由混合器1005、1007上转换然后在加法器1009中求和。第一上转换器1005的LO信号与第二上转换器1007正交。使用减少数量混合器的全周期N-阵列RF DAC系统混合器数量的减少可以推广到全周期N-阵列，如图7或图8所示的实施例，当N 是偶数时。在该实施例中，信道的每个互补对(相互相位相差180° )可首先在DAC的输出减去。不同的信道然后可以上转换。因此，混合器数量可以减少为二分之一。信道零滞后信道一的全周期四-阵列RF DAC图12示出信道零滞后信道一的全周期四-阵列RF DAC 1200。在全周期四-阵列 RF DAC 1200中，应用于信道零的DAC 901的采样时钟信号滞后信道一的采样时钟90° (延迟八/4)。如图12所示，应用于信道一的DAC903的采样时钟信号是系统的相位基准。应用于信道二的DAC 907的采样时钟信号具有-270°的相对相位(延迟3个Ts/4)，以及应用于信道三的DAC的采样时钟信号具有相对相位-180° (延迟Ts/2)。如图12所示，耦合到混合器1005的LO时钟具有相对于应用于DAC 903的采样时钟信号的零相位。耦合到混合器 1007的LO时钟具有相对于应用于DAC 903的采样时钟信号的-90°相位。结果如图13a所示，表示LSB 1301保留，而USB被抑制(如〃 χ" 1305所示)。最接近的不良图像1307 发生在_4正上方。此外，包络1309向着LSB倾斜。图1 示出滤波响应1311和滤波器的结果。OCTAL RF DAC图11和图13的频谱回顾表示通过合适的调整采样时钟的相位，包络的倾斜可经操作向着LSB或USB倾斜。为了产生两个或两个以上独立的LSB和USB信号，DSP(诸如图 5的DSP 905)可以根绝各自的输出边带顺时针或逆时针对分量的线性组合的每个分量执行PST转换。图14示出利用两个四-阵列RF DAC的组合的所公开方法与装置的实施例。图11 所示并由图10所示的四-阵列RF DAC 1000提供的包络倾斜可与图13a所示并由图12所示的四-阵列RF DAC1200结合以形成合成信号，用于提供比四-阵列RF DAC中任一个自身提供的更平整的响应。四-阵列RF DAC 1000、1200的输出通过加法器1401来求和。重建带通滤波器1403经提供用于清除否则会棘手的的任何剩余图像。具有第二谐波LO的谐波全周期3-阵列RF DAC图15示出具有第二谐波LO信号的全周期3-阵列RF DAC0相应地，m = 2以及N =3，因此，11^ = 6。此外，fs = IGHz，因此，Ts = Ins。因此，在这个例子中，可以从图8所示的谐波全周期N-阵列RF DAC得到，基带信号X由PST {X，θ ° }进行转换，对于第i个信道，θ ° = - 3600 /N = - 1200。对于信道零，θ ° = 0 ；对于信道一，θ ° = -120° 以及对于信道二，θ° =-240°。要应用到采样时钟信号的931、933、937的相移/延迟是τ i = iTs/mN。对于信道零的采样时钟信号，延迟是Ons ；对于信道一的采样时钟信号， 延迟是lns/6 ；以及对于信道二的采样时钟信号，延迟是2ns/6。采样时钟信号都以1兆赫运行。对于信道一的数字样本流的每个样品的采样时间是lns/6以及对于信道二的采样时间是2ns/6。信道零的LO信号923是没有相对延迟的2GHz信号。LO信号925是延迟为 lns/6 (等于在2GHz的-120° )的2GHz信号。LO信号9 是延迟为0/6) ns (等于在2GHz 的-240° )的2GHz信号。该实施例导致LSB保留以及USB被抑制。此外，输出RF信号的包络向着USB倾斜。QAM 调制所公开的方法与装置可适于执行正交调制(诸如，正交振幅调制，通常称为QAM调制)。最初，将结合图2的实施例描述使用所公开的方法与装置执行正交调制。如下是具体的QAM的描述，但对本领域普通技术人员明显的是其仅仅是使用正交调制的具体示例，为清楚起见用作示例。为了执行正交调制，由DSP 205接收或产生QAM信号。每个QAM符号具有同相 (I)值和正交相位(Q)值。可以从I和Q值的组合产生符号群。例如，如果I和Q值限于1 和-1，则可以产生四个QAM符号。然而，如果I和Q值可以采用4个值中的任何一个，则可以产生16个唯一 QAM符号。根据所公开方法与装置的一个实施例，DSP 205从I和Q值的
流产生第一基带信号和第二基带信号。将被理解1值的流代表一种基带信号以及Q值的流将代表第二基带信号。所公开方法与装置也可以实现最通用的合成RF信号的情况。本领域公知的是带限信号可以表现为以正交调制信号I⑴cos ω t-Q (t) sin t的带通信号，其中I (t)和Q⑴是互相独立的基带信号，其可被调制到圆频率ω的射频载波上。可以看出，在这种情况下， 数字基带信号Xi可以表示为I和Q信号的数字表示的线性组合(数字流)以及各自PST 转换。在实现正交IQ调制功能的所公开的方法与装置的实施例中，PST转换和输入I和Q 信号之间的如下可以可以由DSP 205获得，并(忽略比例系数1/2)表示如下XO = I{0}-Q{-90° }+1{0}+Q{—90° }Xl = Ι{- θ }-Q{-90° - θ }+Ι{+ θ }+Q{-90° + θ }X2 = I {-2 θ }-Q{-90° -2 θ }+I{+2 θ }+Q{-90° +2 θ }…Xi = I{-i θ }-Q{-90° -i θ }+I{+i θ }+Q{-90° +i θ }…XN-I = Il-(N-I) θ}-Q {-90° -(N-I) θ }+Ι{+(N-I) θ}+Q {-90° +(N-I) θ }阵列(l{-i θ }-Q{-90° _i θ}，其相位从i = 0至N-I以顺时针方向旋转)项中的前两项将产生LSB RF信号，以及第二个两列(l{+i0}+Q{-9O° +i9}项，其相位以逆时针方向旋转)将在输出端产生USB信号，以至于合成信号(求和信号LSB+USB)表示所需的正交调制RF输出信号。以上的第一个等式(包括系数1/2)等于I，即XO = I。在双(四)带通DAC的情况下，当θ =-90°时，以上的第二等式产生退化为XIe Q，因为〗-项取消以及Q-项增力口，如下取代 θ =-90° 并添加比例系数=>2 ·Χ1 = I {-90° }-Q{-90° -90° }+1(+90 ° }+Q{_90° +90° }=I{-90° }-Q{-180° }-I{_90° }+Q{0° }=-Q{180° }+Q{0° }= +Q{0° }+Q{0° } =2*Q(当相位改变180°时，反转符号的PST转换的属性在本等式中有用)。当本发明的各个实施例已如上所述时，应当理解它们仅仅已通过示例的方式进行展示，而没进行限制所请求的发明。同样地，上述各个图可以描述示例结构或本发明的其它配置，其用来帮助理解可被包括在本发明中的特征和功能。所请求的发明并限于上述示例结构或配置，但是可使用多个可替换的结构和配置来实施上述所需特征。实际上，本领域技术人员应当清楚可以如何实现可替换功能的，逻辑的或物理的划分和配置以实施本发明的上述所需特征。进一步地，大量非此处所述的不同组成模块名称可被用于该各个划分。 另外地，关于流程图，此处所展现的操作描述和方法权利要求，上述步骤所在的顺序，不应当强制该各个实施例被实施以相同顺序执行该列举的功能，除非上下文另行指出。尽管根据各个示范性实施例和实施方式如上对本发明进行了描述，应当理解，在一个或多个单独实施例中如上所述的各个特征，方面和功能性不局限它们的使用范围于描述它们的特定实施例，而是作为替代，可单独或以各种组合形式，应用于本发明其它实施例的一个或多个中，无论这样的实施例是否被描述，以及无论这样的特征是否被展现为所述实施例的一部分。因此，本发明的宽度和范围应不限于上述示范性实施例的任意一个。本文中所使用的术语和词组，以及其变体，除非另行明确描述，应被理解为开放式的而不是限制性的。作为以上的示例术语“包括”应被理解为“包括，不限制”意义或类似；术语“举例”被用来提供所讨论项目的示范性例子，不是穷举的或其限制列表；术语“一 (a) ”或“一 (an) ”应被理解为“至少一个”，“一个或多个”意义或类似；以及形容词例如“常规的”，“通常的”，“一般的”，“标准的”，“已知的”和相似意思的术语不应被理解为将所述项目限制于给定时间周期或限制于给定时间时可获得的项目，而是作为替代，应被理解为包括可获得到的常规的，通常的，一般的，或标准的技术，或在现在或在以后的任意时间已知的技术。同样地，在本文中涉及对一个本领域普通技术人员是明显的或已知的技术的位置， 这样的技术包括那些对于在现在或在以后的任意时间的技术人员是明显的或已知的技术。用连词“和”连接的一组项目不应解读为要求那些项目中的每个和每一个均存在于分组中，而是应该解读为“和/或”，除非另外明确陈述。类似地，用连词“或”连接的一组项目不应解读为要求该组中的互斥，而是也应该解读为“和/或”，除非另外明确陈述。 此外，尽管以单数描述或主张本发明的项目、元件或组件，但是预期复数也在本发明的范围内，除非明确陈述对于单数的限制。拓宽词语和词组例如“一个或多个”，“至少”，“但不限于”或其它类似短语在一些例子中的出现，不应被理解为表示在这样拓宽短语可能出现的例子中趋于或需要该较窄的情况。该术语“模块”的使用未暗含着作为该模块的一部分的所述或要求权利的组件或功能都是以同样包装进行配置。实际上，一个模块的任意或所有各种组件，无论控制逻辑或其它组件，可被包含在单个包中或独立进行维护，以及可进一步被分布在多个分组或包中，或分布在多个位置。另外地，本文提出的各个实施例是根据示例方框图，流程图和其它说明来进行描述。对于本领域普通技术人员在阅读本文后将逐渐明晰，所述实施例和它们的各种替代物可被实施而不限于所述示例。例如，不应将方框图和它们的附属描述理解为强制一种特定结构或配置。
权利要求
1.一种数模转换器(DAC)系统，包括a)具有采样输入、时钟输入和输出的第一DAC，其中第一样本流被提供给所述采样输入，所述第一样本流用于根据所述样本的值并在由具有采样频率fs的采样时钟信号设置的时间设置在所述第一 DAC的输出端的输出电平，所述采样时钟信号被应用于所述时钟输入，所述第一样本流具有和所述采样时钟的定时一致的采样时间；b)具有信号输入、局部振荡器(LO)输入和射频(RF)输出的第一上转换器，其中应用于所述第一DAC的所述时钟输入的相同采样时钟信号被应用于所述上转换器的所述LO输入， 以及所述DAC的输出被应用于所述第一上转换器的所述信号输入；c)具有采样输入、时钟输入和输出的第二DAC，其中第二样本流被提供给所述第二 DAC 的所述采样输入，所述第二样本流具有和所述第二采样时钟信号一致的采样时间，以及所述第二采样时钟信号具有和所述第一采样时钟信号相同的采样频率fs，所述第二采样时钟信号被应用于所述第二 DAC的所述时钟输入，所述第二采样时钟信号时间上具有与所述第一采样时间时钟信号的正交偏移；以及d)具有信号输入、LO输入和RF输出的第二上转换器，其中应用于所述第二DAC的所述时钟输入的相同采样时钟信号被应用于所述第二上转换器的所述LO输入，以及所述第二 DAC的输出被应用于所述第二上转换器的所述信号输入。
2.如权利要求0所述的DAC系统，其中所述第二采样时钟信号与所述第一采样时钟信号的所述正交偏移是-90度。
3.如权利要求0所述的DAC系统，进一步包括数字信号处理器，其中所述数字信号处理器对齐要提供给所述第一 DAC和所述第二 DAC的样本流，对所述第二样本流执行相移转换 (PST)，并向所述第一 DAC和所述第二 DAC提供经过对齐的第一样本流和经过对齐并经过转换的第二样本流。
4.如权利要求0所述的DAC系统，其中相对于每个光谱分量的频率，所述PST通过对所述基带信号的每个正光谱分量相移-90度以及每个负光谱分量相移90度而转换基带信号。
5.如权利要求0所述的DAC系统，其中提供到所述第一和第二上转换器的所述LO信号的频率是相同频率的谐波。
6.一种全周期N-阵列DAC系统，包括a)多个信道，包括i) DAC,具有采样输入、时钟输入和输出，并在所述采样输入接收样本流，以及采样时钟信号在所述时钟输入具有采样时钟频率fs，所述样本流的定时和所述采样时钟信号的定时一致；以及 )具有信号输入、LO输入和输出的上转换器；其中(1)信道的数量等于N，(2)每个信道和相关DAC和上转换器用索引i索引，其中i是从零到N-I的整数值，(3)向多个DAC 的每个提供样本流，每个样本流由PST使用相位θ° =-i360/N转换而来，每个样本流的采样时间由、= iTs/N延迟，其中Ts=l/fs，每个采样时钟信号由τ 1延迟，以及每个上转换器在所述LO输入接收LO信号，所述LO信号具有频率fs并由h延迟。
7.如权利要求6所述的全周期N-阵列DAC系统，进一步包括加法器用于对每个信号的输出求和。
8.如权利要求6所述的全周期N-阵列DAC系统，其中所述LO信号由_iTs/N延迟。
9.如权利要求6所述的全周期N-阵列DAC系统，其中所述PST转换所述样本流所用的角度是i360/N。
10.如权利要求6所述的全周期N-阵列DAC系统，其中所述采样时钟信号的所述延迟 τ i是_iTs/N以及所述样本流的每个样本的采样时间由τ i延迟。
11.一种半周期N-阵列DAC系统，包括a)多个信道，包括i) DAC,具有采样输入、时钟输入和输出，并在所述采样输入接收样本流，以及采样时钟信号在所述时钟输入具有采样时钟频率fs，所述样本流的定时和所述采样时钟信号的定时一致；以及 )具有信号输入、LO输入和输出的上转换器；其中(1)信道的数量等于N; ( 每个信道和相关DAC和上转换器用索引i索引，其中i具有从零到N-I的整数值，(3)向多个DAC 的每个提供样本流，每个样本流由PST使用相位θ° =-il80/N转换而来，每个样本流的采样时间由τ i = iTs/2N延迟，其中Ts = l/fs，每个采样时钟信号由τ ,延迟，以及每个上转换器在所述LO输入接收LO信号，所述LO信号具有频率fs并由τ i延迟。
12.如权利要求6所述的半周期N-阵列DAC系统，其中所述LO信号由_iTs/N延迟。
13.如权利要求6所述的半周期N-阵列DAC系统，其中所述PST转换所述样本流所用的角度是i360/N。
14.如权利要求6所述的半周期N-阵列DAC系统，其中所述采样时钟信号的所述延迟 τ i是_iTs/N以及所述样本流的每个样本的采样时间由τ i延迟。
15.一种用于采样带通信号的正交基带分量的方法，包括a)接收带通信号；b)使用第一采样时钟和第二采样时钟采样所述带通信道，其中所述第一采样时钟和所述第二采样时钟具有相同频率并由预订相位偏移；以及c)时间上对齐所述采样信号以产生对应于基带同相和正交分量的同相样本和正交样本。
全文摘要
提供使用高效结构将数字信号转换为模拟信号的装置的系统和方法，所述高效结构通过提供用于取消否则会产生的图像的装置而减少所需滤波器的数量。通过调整系统中的三个参数，可以选择是否产生上边带、下边带以及其中从系统输出的包络倾斜到哪个方向。
文档编号H03M1/66GK102549928SQ201080043859
公开日2012年7月4日 申请日期2010年9月20日 优先权日2009年9月30日
发明者B·帕特罗维克 申请人:熵敏通讯股份有限公司