一种射频前端电路的制作方法

本发明涉及电子通信
技术领域：
，具体涉及一种射频前端电路。
背景技术：
：随着无线通信技术的快速发展，为了满足各种应用需求，支持多模多频段应用的手机射频芯片成为无线通信技术发展的方向，射频前端电路作为实现多模多频段的最重要的模块，现有的设计一般基于差分结构带退化电感的低噪声放大器(LowNoiseAmplifier，LNA)，并在输出端采用多个负载电感来覆盖728MHz～2690MHz之间的很多个频段，具体的电路结构如图1所示，上述结构主要在频率相近的频段共用负载电感，芯片的面积随着负载电感的数目而显著增大，同时还需要很多个混频器(MIXER)和本地振荡器通路(LOpath)，增加设计复杂度，浪费芯片面积。再者，差分电路需要很多的输入端口，严重的增加芯片面积和封装的尺寸。技术实现要素：本发明的目的在于，提供一种射频前端电路，解决以上技术问题；本发明所解决的技术问题可以采用以下技术方案来实现：一种射频前端电路，其中，包括，M个射频放大支路，被划分为N个频段，每一频段包括设定数量个射频 放大支路和同一输出端，每一所述射频放大支路包括一输入端、射频放大器和开关单元，于所述开关单元的控制下一预定频段的射频放大支路被选通对所述输入端输入的信号放大后自所述输出端输出，其中N为大于1的正整数，M大于等于N；信号转换器，设有N个输入端口和第一输出端及第二输出端，每一所述输入端口分别与一个频段的所述输出端对应连接，于预定的所述输入端口被选择时，调节匹配参数使所述信号转换器与被选通的射频放大支路相适应，并将所述输入端口的信号转换为差分信号后输出。本发明的射频前端电路，所述第一输出端和所述第二输出端之间连接可调节的谐振单元，可调节地使所述信号转换器谐振在被选通的射频放大支路对应的频段。本发明的射频前端电路，所述信号转换器的信号输出端连接一混频器，将所述信号转换器输出的信号与一本地振荡器的信号进行混频实现信号变换。本发明的射频前端电路，多个所述射频放大支路覆盖的频段范围自750MHz至2690MHz。本发明的射频前端电路，所述信号转换器包括输入通路和输出通路，所述输入通路包括与电源电压连接的预订数量且相互串联的至少N个电感，N个预定位置的所述电感连接点处分别引出所述输入端口；所述输出通路包括串联于所述第一输出端和所述第二输出端之间的多个输出电感；所述输入通路的电感和所述输出通路的输出电感耦合。本发明的射频前端电路，所述射频放大器采用源极退化电感型低噪声放 大器，和/或，所述开关单元采用共栅晶体管。本发明的射频前端电路，所述输入通路采用一第一线圈自内向外绕制并连接至所述电源电压，于预定位置处分别引出N个输入端口，所述输出通路采用第二线圈，所述第一线圈与所述第二线圈并行绕线，并于头部和尾部分别引出所述信号输出端。本发明的射频前端电路，所述第一线圈和所述第二线圈呈螺旋状平行绕制成四边形结构。本发明的射频前端电路，所述射频放大支路包括，第一放大单元，所述输入端通过一第一电容与所述第一放大单元的信号输入端耦接；第二放大单元，所述输入端通过一第二电容与所述第二放大单元的信号输入端耦接；第一开关器件，可控制地导通所述第一放大单元的输出端至所述输出端；第二开关器件，可控制地导通所述第二放大单元的输出端至所述输出端；所述输出端通过一反馈支路连接至所述第二放大单元的信号输入端；以所述第一开关器件和所述第二开关器件构成所述开关单元。本发明的射频前端电路，所述第一开关器件和所述第二放大器件采用PMOS管和NMOS管的互补结构。有益效果：由于采用以上技术方案，本发明可以节省输出电感，复用混频器和本地振荡通路，减小芯片面积和设计复杂度。附图说明图1为现有技术的射频前端电路图；图2为本发明的一种多模多频段的射频前端电路图；图3为本发明的另一种多模多频段的射频前端电路图；图4为本发明的信号转换器的线路布局图；图5为本发明的射频放大支路的一种电路示意图。具体实施方式下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。考虑到目前的多模多频段的射频前端电路实现方案，采用多个负载电感来覆盖很多个频段，多个负载电感需要占用过多的芯片面积；并且需要设计多路的混频器和本地振荡器电路，如图1，采用差分输入的放大器amp01至amp09及混频器Mixer1、Mixer2、Mixer3，进一步占用了更多的芯片面积和增加设计复杂度。针对上述方案的改进，假设一种理想的情况是可以在输出处采用一个电感覆盖很宽的频段，例如从716MHz～2690MHz全覆盖，然而，根据以下公式：Zreal＝2πf*L*QL，其中Zreal值为阻抗值，L为负载电感的电感值，QL为该负载电感的品质因数；由于电感的感值的限制并且品质因数Q值在宽频带内变化较大，会导致射频接收模块的增益在很多频段内下降严重，噪声系数(NoiseFigure，NF)显著提高，所以采用单个电感覆盖很宽的频段并不现实。图2为本发明的一种多模多频段的射频前端电路图，如图2所示，一种射频前端电路，包括，M个射频放大支路，被划分为N个频段，每一频段包括设定数量个射频放大支路和同一输出端，每一射频放大支路包括一输入端、射频放大器和开关单元，于开关单元的控制下其中一个预定频段的射频放大支路将输入端输入的信号放大后自输出端输出，其中N为大于1的正整数，M大于等于N；信号转换器，设有N个输入端口和第一输出端及第二输出端，每一输入端口分别与一个频段的输出端对应连接，于预定的所述输入端口被选择时，调节匹配参数使所述信号转换器与被选通的射频放大支路相适应，并将所述输入端口的信号转换为差分信号后输出。具体地，第一输出端和第二输出端之间可以连接可调节的谐振电容，可调节地使信号转换器谐振在被选通的射频放大支路对应的频段，将输入端口的信号转换为差分信号后输出。作为一种具体的实施例，图2中包括9个射频放大支路，并被划分为三个频段，分别为高频段、中频段和低频段，每一频段具有一个输出端，其中高频段(High-band)的覆盖范围可以为2350MHz～2690MHz，中频段(Middle-band)的覆盖范围可以为1805MHz～2170MHz，及低频段 (Low-band)的覆盖范围可以为716MHz～960MHz；每一射频放大支路包括单个输入端、射频放大器和开关单元，图2中，高频段的每一射频放大支路的输入端的输入信号分别为HB1、HB2、HB3，对应的射频放大器分别为amp1、amp2、amp3，每一射频放大支路上的开关单元分别为SW1、SW2、SW3，相应的，中频段的每一射频放大支路的输入端的输入信号分别为MB1、MB2、MB3，对应的射频放大器分别为amp4、amp5、amp6，每一射频放大支路上的开关单元分别为SW4、SW5、SW6，低频段的每一射频放大支路的输入端的输入信号分别为LB1、LB2、LB3，对应的射频放大器分别为amp7、amp8、amp9，每一射频放大支路上的开关单元分别为SW7、SW8、SW9，上述每一频段具有一个输出端，于上述开关单元的控制下其中一个预定频段的射频放大支路将输入端输入的信号放大后自相应的输出端输出至一信号转换器11，信号转换器11设有与上述的输出端相对应的输入端口，分别为Input_HB、Input_MB、Input_LB，信号转换器11的两个信号输出端之间连接可调节的谐振电容C，可调节地使信号转换器11谐振在对应的频段，将输入端口的信号转换为差分信号后输出。作为一种具体的实施例，本发明的信号转换器11的信号输出端连接一混频器Mixer，将信号转换器11输出的信号与一本地振荡器的信号LOsignal进行混频实现信号变换。即通过上述的实现方式，多模多频段的电路中，每个频段的信号经过信号转换器11实现单端到差分的转换，差分信号输出至一个混频器Mixer，混频器Mixer将信号转换器输出的信号与一本地振荡器的信号进行混频实现信号变换。可以省略掉很多电感电路及混频器，从而节省了芯片的面积。作为本发明的一种具体的实施例，图4示出本发明的另一种多模多频段的射频前端电路图，信号转换器11包括输入通路和输出通路，输入通路包括与电源电压VCC连接的预订数量且相互串联的至少N个电感，N个预定位置的电感之间相连接的点或电感的连接点分别引出输入端口；输出通路包括串联于第一输出端和第二输出端之间的多个输出电感；输入通路和输出通路通过电感耦合，将输入端口的信号转换为差分信号后输出。图4中作为一种具体实施例，信号转换器的输入通路包括3个相互串联的电感，分别为电感L1、电感L2及电感L3，其中电感L1与电感L2相串联的点引出输入端口Input_HB，电感L2与电感L3相串联的点引出输入端口Input_MB，电感L3的一端与电感L2串联，另一端引出输入端口Input_LB，输出通路在包括相互串联的输出电感L5、输出电感L6及输出电感L7，谐振电容C并联于相互串联的输出电感两端，依据以下谐振频率公式：通过调节谐振电容C的电容值，使得电路谐振在相应的频率，以改善电路的输出阻抗特性。上述的信号转换器11可以采用巴伦实现。作为一种具体的实施例，图4为本发明的信号转换器的线路布局图，为了与输出通路的布线相区分，此处，输入通路的布线以点划线表示，并不表示实际布线的布线类型，输出通路的布线以实线表示，输入通路采用以第一线圈布线，输出通路采用第二线圈布线，第一线圈与第二线圈并行绕线后呈四边形结构。具体地，第一线圈呈螺旋状自内向外绕制并连接至电源电压VCC，并于预定位置点分别引出N个输入端口，如Input_HB、Input_MB、Input_LB， 输出通路的第二线圈与第一线圈并行绕线并分别在第二线圈的头部和尾部分别引出信号输出端OUTP和OUTN。通过三个输入端口改变输入通路或者称为巴伦结构中的主级线圈接入的电感量，同时调节输出通路或者说巴伦结构中次级线圈的电容值，使其能够谐振在各个频段内。具体的工作过程可以叙述如下，以图3为例：当高频段工作时，高频段部分相应的开关单元打开，其他开关单元关闭，高频段的射频放大支路的输出端连接至相应的输入端口Input_HB，此时巴伦输入通路接入的电感为最小，此时调节巴伦的次级线圈处的谐振电容C，来改善射频放大器部分的输出阻抗性能。当中频段工作时，中频段部分相应的开关单元打开，其他开关单元关闭，中频段的射频放大支路的输出端连接至相应的输入端口Input_MB，此时巴伦输入通路接入的电感相对大一些，此时调节巴伦的次级线圈处的谐振电容C，来改善射频放大器部分的输出阻抗性能。当低频段工作时，低频段部分相应的开关单元打开，其他开关单元关闭，低频段的射频放大支路的输出端连接至相应的输入端口Input_LB，此时巴伦输入通路接入的电感最大，此时调节巴伦的次级线圈处的谐振电容C，来改善射频放大器部分的输出阻抗性能。作为一种具体的实施例，射频放大支路中射频放大器采用源极退化电感型低噪声放大器，开关单元采用共栅管。如图3所示，每一射频放大支路上串联一开关单元，开关单元采用共栅晶体管(cascode管)，源极退化电感型低噪声放大器如LNA1至LNA9，由于该低噪声放大器不属于本发明改进的内容，故在此不作赘述。作为本发明的另一种具体的实施例，射频放大支路还可以包括，第一放大单元，输入端通过一第一电容C1与第一放大单元的信号输入端耦接；第二放大单元，输入端通过一第二电容C2与第二放大单元的信号输入端耦接；第一开关器件，可控制地导通第一放大单元的输出端至射频放大支路的输出端；第二开关器件，可控制地导通第二放大单元的输出端至射频放大支路的输出端；射频放大支路的输出端还通过一反馈支路连接至第二放大单元的信号输入端，第一开关器件和第二开关器件构成开关单元。具体地可以采用图5的电路实现，以下对图5的电路结构进行描述：该射频放大支路的第一放大单元包括PMOS管M1，其栅极与射频放大支路的输入端Input耦接，其源极与电源电压VCC连接，漏极通过PMOS开关管M5连接至射频放大支路的输出端Output；第二放大单元包括NMOS管M2，其栅极与射频放大支路的输入端Input耦接，其源极接地，漏极通过NMOS开关管M6连接至射频放大支路的输出端Output，射频放大支路的输出端还通过一电阻R3作为反馈支路连接至NMOS管M2的信号输入端；该射频放大支路还进一步包括第一缓冲单元和第二缓冲单元，第一缓冲单元采用PMOS开关管M3，第二缓冲单元采用NMOS开关管M4，第一缓冲单元与第二缓冲单元相连接的点通过电阻R2反馈至NMOS管M2的信号输入端。 图5中，通过采用PMOS和NMOS互补结构加上噪声消除电路(Noisecanceling)来实现，其中PMOS管M1和NMOS管M2采用的是PN互补的电路，实现放大器功能，而开关管M5和开关管M6实现开关单元功能，本领域技术人员对于射频放大支路的其他变型或实现方式也在本申请案的覆盖范围内。通过以图3进行仿真，获得初步的仿真结果如下表所示：Freq(MHz)Gain(dB)NF(dB750M43.61.432170M42.71.542690M42.31.65上述的仿真结果表明，本发明的结构适用于多模多频段的射频前端电路的设计。多个射频放大支路覆盖的频段范围可以自750MHz至2690MHz。有理由相信覆盖的频段范围可以扩展至728MHz至2690MHz。上述的高频段、中频段和低频段可以复用混频器和本地振荡信号通路，减小芯片面积和设计复杂度。同时开关单元的设计，不需要在巴伦中串联开关电路，因此不会降低巴伦的品质因数Q值。以上所述仅为本发明较佳的实施例，并非因此限制本发明的实施方式及保护范围，对于本领域技术人员而言，应当能够意识到凡运用本发明说明书及图示内容所作出的等同替换和显而易见的变化所得到的方案，均应当包含在本发明的保护范围内。当前第1页1 2 3