本发明涉及铷原子频标频率综合
技术领域：
，具体涉及低相位噪声射频频率合成电路，实现9次倍频和方波调频，利用此电路的低相位噪声特性，提高铷原子频标频率稳定度指标。
背景技术：
：铷原子频标是一个以物理系统为鉴频器的锁频环，将10MHz晶体振荡器频率锁定在铷原子跃迁频率上，使晶振频率具有与原子跃迁频率同样的高稳定度特性。铷原子频标采用频率综合技术将10MHz晶振信号转换为受调制的6.834GHz的微波探寻信号，馈入物理系统，激励原子体系发生共振跃迁，利用光检测、同步检波等技术对鉴频信号进行处理，得到控制10MHz晶振频率的纠偏信号，如图1所示。频率稳定度是铷原子频标的核心指标。通常，铷频标频率稳定度由物理系统信噪比和频率综合系统相位噪声共同决定。频率综合系统相噪水平是制约频率稳定度的重要因素。频率综合系统相位噪声经物理系统转化为叠加在鉴频信号上的白频率噪声，称为交调噪声。交调噪声对频率稳定度的限制可用Allan偏差表示为：σy(τ)=[Σn=1∞8n2(2n-1)2(2n+1)2×fM2υ02×10L(2nfM)/10]1/2/τ1/2---(1)]]>其中v0为载波信号的频率，fM为调制频率，L(2nfM)为v0在2nfM处相位噪声谱。一种常见的实现方案中，铷原子频标的频率综合系统由10MHz晶振、调制器、9次倍频器、阶跃恢复二极管(SRD)76次倍频器和综合器组成。一般可忽略SRD倍频器和综合器对微波探寻信号相噪的影响。因此，频率综合系统的相噪受限于10MHz晶振、调制器和9次倍频器，将以上三部件合称为射频频率合成电路，如图1所示。传统射频频率合成方案是对10MHz晶振信号进行三角波调相(方波调频)，再利用三极管组成的差分对管电路进行两级3倍频，得到受调制的90MHz信号。该方案电路输出信号相位噪声较大，其中调制器和第一级3倍频是相噪恶化的主要部件。调制器位于10MHz晶振后级，会恶化倍频输入信号的相噪水平；第一级3倍频采用差分对管结构，若晶体管噪声系数大，会引入附加相位噪声。除此之外，该方案还有谐杂波大，调试复杂等缺点。技术实现要素：本发明的目的是针对现有技术存在的上述问题，提供低相位噪声射频频率合成电路，具备低相位噪声、谐杂波抑制度高、易于调试等优点。利用这种电路可显著改善铷频标微波探寻信号的相位噪声，降低交调效应对铷频标频率稳定度的限制。为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：低相位噪声射频频率合成电路，包括低相噪晶振，低相噪晶振与一级信号放大器的输入端连接，一级信号放大器的输出端与一级SBD三倍频器的输入端连接，一级SBD三倍频器的输出端与二级信号放大器的输入端连接，二级信号放大器的输出端与调制器的第一输入端连接，调制器的第二输入端接入三角波，调制器的输出端与二级SBD三倍频器的输入端连接，二级SBD三倍频器的输出端与三级信号放大器的输入端连接。如上所述的一级SBD三倍频器和二级SBD三倍频器均包括电感L1、电感L2、电感L3、电感L4、全波桥式整流器、电容C1、电容C2和电容C3，电感L1的一端作为输入端，另一端通过电容C1接电气地并且还通过全波桥式整流器与电感L2一端连接，电感L2另一端通过电感L3接电气地，电感L2两端并联有电容C2，电感L3两端并联有电容C3。如上所述的全波桥式整流器包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4和电感L4，二极管D1的阳极与二极管D2的阴极连接并作为输入端，二极管D4的阳极与二极管D3的阴极连接并作为输出端，二极管D1的阴极分别与二极管D4的阴极和电感L4的一端连接，二极管D2的阳极分别与二极管D3的阳极和电感L4的另一端连接。如上所述的调制器包括电容C4、电容C5、电容C6、双电调变容二极管VD1、双电调变容二极管VD2、电感L5和电感L6，双电调变容二极管VD1的正极和双电调变容二极管VD2的正极连接且作为调制器的第二输入端，电感L5一端和电感L6一端连接且作为调制器的直流偏压输入端，电感L5另一端与双电调变容二极管VD1的负极连接，电感L6另一端与双电调变容二极管VD2的负极连接，电容C4一端作为调制器的第一输入端，电容C4另一端与双电调变容二极管VD1的负极连接，电容C5一端作为调制器的输出端，电容C5另一端与双电调变容二极管VD1的负极连接，电容C6的两端分别与双电调变容二极管VD1的负极和双电调变容二极管VD2的负极连接。如上所述的一级信号放大器、二级信号放大器和三级信号放大器均包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C7、电容C8、电容C9、电容C10、电感L7、电感L8、三极管Q1，电阻R2一端和电感L7一端分别与电源连接，电阻R2的另一端与三极管Q1基极连接，三极管Q1基极通过电阻R3接电气地，电感L7另一端与三极管Q1集极连接，三极管Q1集极与电容C10一端连接，电容C10另一端作为输出端，电感L7的两端并联有电容C7，三极管Q1发射极与电容C9一端连接，电容C9另一端作为输入端，三极管Q1发射极与电阻R1一端连接，电阻R1另一端通过电感L8接电气地，电感L8两端并联有电容C8。选用10MHz低相噪压控晶体振荡器，先对其进行信号放大处理，再利用肖特基二极管(SBD)三倍频器、选频放大器得到30MHz信号，采用一种由双电调变容二极管和并联谐振网络构成的可控移相器作为调制电路，对30MHz信号进行三角波调相(方波调频)，最后再经SBD三倍频和选频放大得到受调制的90MHz输出信号。本电路方案与传统铷频标射频频率合成电路方案相比具有如下优点：一、相位噪声低。采用相同相噪水平的晶振，本方案相噪水平明显优于传统方案。主要原因有两点：1)SBD白噪声和闪变噪声特性均优于三极管，采用SBD倍频器可有效降低整体电路的相噪水平。2)将10MHz调制改为30MHz调制，利用倍频引入的固有相噪20log(3)，可忽略调制器引入的相噪。二、谐杂波特性优良。本方案90MHz输出频谱基本只包含90MHz的各次谐波，而10MHz信号的各次谐波均很小。主要原因有两点：1)不再使用传统三极管对管共射放大电路，而是采用高频特性优良的共基级放大电路。2)SBD三倍频器在原理上就能抑制偶次谐波，使得该倍频方案谐杂波特性优于传统三极管对管倍频器。附图说明图1为传统射频频率合成方案的电路结构示意图。图2为本发明的电路结构示意图。图3为第一/第二SBD三倍频器的电路结构示意图。图4为调制器的电路结构示意图。图5为一级/二级/三级信号放大器的电路结构示意图。图中：1-低相噪晶振；2-一级信号放大器；3-一级SBD三倍频器；4-二级信号放大器；5-调制器；6-二级SBD三倍频器；7-三级信号放大器。具体实施方式实施例1：如图2所示，低相位噪声射频频率合成电路，包括低相噪晶振1(选用10MHz低相噪晶振)，低相噪晶振1与一级信号放大器2的输入端连接，一级信号放大器2的输出端与一级SBD三倍频器3的输入端连接，一级SBD三倍频器3的输出端与二级信号放大器4的输入端连接，二级信号放大器4的输出端与调制器5的第一输入端连接，调制器5的第二输入端接入三角波，调制器5的输出端与二级SBD三倍频器6的输入端连接，二级SBD三倍频器6的输出端与三级信号放大器7的输入端连接。如图3所示，一级SBD三倍频器3和二级SBD三倍频器6均包括电感L1、电感L2、电感L3、电感L4、全波桥式整流器、电容C1、电容C2和电容C3，电感L1的一端作为输入端，另一端通过电容C1接电气地并且还通过全波桥式整流器与电感L2一端连接，电感L2另一端通过电感L3接电气地，电感L2两端并联有电容C2，电感L3两端并联有电容C3。全波桥式整流器包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4和电感L4，二极管D1的阳极与二极管D2的阴极连接并作为输入端，二极管D4的阳极与二极管D3的阴极连接并作为输出端，二极管D1的阴极分别与二极管D4的阴极和电感L4的一端连接，二极管D2的阳极分别与二极管D3的阳极和电感L4的另一端连接。如图4所示，调制器5包括电容C4、电容C5、电容C6、双电调变容二极管VD1、双电调变容二极管VD2、电感L5和电感L6，双电调变容二极管VD1的正极和双电调变容二极管VD2的正极连接且作为调制器5的第二输入端，电感L5一端和电感L6一端连接且作为调制器5的直流偏压输入端，电感L5另一端与双电调变容二极管VD1的负极连接，电感L6另一端与双电调变容二极管VD2的负极连接，电容C4一端作为调制器5的第一输入端，电容C4另一端与双电调变容二极管VD1的负极连接，电容C5一端作为调制器5的输出端，电容C5另一端与双电调变容二极管VD1的负极连接，电容C6的两端分别与双电调变容二极管VD1的负极和双电调变容二极管VD2的负极连接。如图5所示，一级信号放大器2、二级信号放大器4和三级信号放大器7均包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C7、电容C8、电容C9、电容C10、电感L7、电感L8、三极管Q1，电阻R2一端和电感L7一端分别与电源连接，电阻R2的另一端与三极管Q1基极连接，三极管Q1基极通过电阻R3接电气地，电感L7另一端与三极管Q1集极连接，三极管Q1集极与电容C10一端连接，电容C10另一端作为输出端，电感L7的两端并联有电容C7，三极管Q1发射极与电容C9一端连接，电容C9另一端作为输入端，三极管Q1发射极与电阻R1一端连接，电阻R1另一端通过电感L8接电气地，电感L8两端并联有电容C8。根据图2可知，低相噪射频频率合成电路包括低相噪晶振1、一级信号放大器2、一级SBD三倍频器3、二级信号放大器4、调制器5、二级SBD三倍频器6和三级信号放大器7。本技术方案的目的是降低相位噪声，并改善输出信号谐波特性。SBD倍频具有相位噪声低，能有效抑制偶次谐波的优点。但倍频效率低。所以利用一级信号放大器2放大晶振的10MHz信号，再经一级SBD三倍频器，倍频后经二级信号放大器4进行选频放大，即可得到相噪水平低，谐波特性优良的第一次倍频信号。一般调制器的本底相位噪声大于晶振的相位噪声，直接将调制器置于晶振后级，会抬高10MHz信号的本底噪声，后级倍频将直接受影响。可以利用一级倍频引入的固有相噪20log(3)来弱化调制器的噪声，一般采用此结构可直接忽略调制器引入的噪声。第二级倍频采用二级SBD三倍频器6，倍频后经三级信号放大器7即可得到相位噪声低、谐波特性优良的信号。一级SBD三倍频器3和二级SBD三倍频器6的原理图如图3所示，两对SBD(二极管D1、二极管D3和二极管D2、二极管D4)组成全波桥式整流器，用一个大电感L4将全波桥式整流器的两个直流输出端短路，当输入信号随正弦波正负变化时，两对SBD(二极管D1、二极管D3和二极管D2、二极管D4)交替导通。大电感L4对交流信号呈高阻，所以当输入信号为正弦波时，输出信号为近似方波。方波信号的傅里叶展开式表示为：f(x)=A×Σsin(nwx)n,n=1,3,5......---(2)]]>由(2)式可知，方波频谱只包含奇次谐波，因此SBD倍频能有效抑制正弦输入信号的偶次谐波。在二极管对的输入端加入电感L1和电容C1实现功率匹配，在二极管对的输出端加入电感L2、电容C2和电感L3、电容C3实现二阶带通滤波。一级SBD三倍频器3输入频率5～15MHz，变频损耗10～15dB，输入功率10～15dBm，谐波抑制15～20dB。二级SBD三倍频器6输入频率20～40MHz，变频损耗10～15dB，输入功率10～15dBm，谐波抑制15～20dB。如图4所示，本发明采用的调制器是可控移相网络，在可控移相网络的控制端注入三角波，即可实现三角波调相(方波调频)。可控移相网络包括双电调变容二极管(VD1和VD2)、电容C6和电感L5、电感L6。其工作原理是基于变容二级管电容随偏压变化实现并联谐振网络的相位变化。双电调变容二极管并联谐振移相器能有效抑制或消除电路中所产生的畸变效应，改善调制器的非线性。载波由电容C4端输入，电容C5端输出。调制器5采用可控移相网络频率范围27MHz～33MHz，移相范围90°，插入损耗1～2.5dB。如图5所示，本发明中一级、二级和三级放大器均采用共基电路结构，选用低噪声的双极性晶体管Q1，电阻R1、电阻R2和电阻R3为Q1提供偏置，其中电感L8、电容C8作为带阻滤波器减小输入信号的损耗，电感L7、电容C7作为共基电路选频网络对有用信号进行放大，信号由电容C9端输入，电容C10端输出。一级信号放大器2频率范围5MHz～15MHz，小信号功率增益﹥10dB，噪声系数﹤2dB，线性输出功率﹥18dBm，最大输入功率10dBm。二级信号放大器4频率范围20MHz～40MHz，小信号功率增益>10dB，噪声系数<2dB，线性输出功率>18dBm，最大输入功率10dBm。三级信号放大器7频率范围80MHz～110MHz，小信号功率增益>15dB，噪声系数<2dB，线性输出功率>20dBm，最大输入功率13dBm。实施例2根据图2可知，低相噪射频频率合成电路包括依次连接的低相噪晶振1、一级信号放大器2、一级SBD三倍频器3、二级信号放大器4、调制器5二级SBD三倍频器6和三级信号放大器7。具体参数如下。低相噪晶振1选用相噪低于-150dBc/Hz100Hz的10MHz晶振，输出功率5～10dBm。如图5所示，一级信号放大器2的电路中。偏置电阻R1为500Ω，电阻R2为10kΩ，电阻R3为10kΩ。输入耦合电容C9为200pF，输出耦合电容C10为200pF。发射级带阻网络的电感L8为100nH，电感C8为470pF。集电极选频网络的电感L7为100nH，电容C7为560pF。如图3所示，一级SBD三倍频器3的电路中，输入匹配的电感L1为220nH，电容C1为470pF。桥式扼流的电感L4为68uH。倍频输出二阶滤波的电感L2为560nH，电容C2为47pF，电感L3为330nH，电容C3为82pF。如图5所示，二级信号放大器2的电路中，电阻R1为300Ω，电阻R2为15kΩ，电阻R3为18kΩ。输入耦合的电容C9为100pF，输出耦合电容C10为100pF。发射级带阻网络中的电感L8为100nH，电容C8为220pF。集电极选频网络的电感L7为100nH，电容C7为180pF。如图4所示，调制器5输入耦合的电容C4为330pF，电容C5为330pF。调谐电感L5为100nH，电感L6为100nH，调谐电容C6为82pF。如图3所示，第二SBD三倍频器的电路中，输入匹配的电感L1为180nH，电容C1为100pF。桥式扼流的电感L4为33uH。倍频输出二阶滤波的电感L2为180nH，电容C2为33pF，电感L3为82nH，电容C3为120pF。如图5所示，三级信号放大器2的电路中，电阻R1为200Ω，电阻R2为12kΩ，电阻R3为15kΩ。输入耦合的电容C9为300pF，输出耦合电容C10为100pF。发射级带阻网络中的电感L8为100nH，电容C8为82pF。集电极选频网络的电感L7为100nH，电容C7为56pF。采用上述参数的技术方案得到的90MHz功率为18dBm，二次谐波抑制为-53dB，二次谐波抑制比传统频率合成方案减小了21dB。表1两种方案功率及谐波对比90MHz功率二次谐波低噪声频率合成方案18dBm-53dB传统频率合成方案18dBm-32dB采用上述参数的技术方案得到的90MHz信号相位噪声在偏离载波272Hz～100kHz范围内比传统方案降低了10dB以上。表2两种方案90MHz信号相位噪声对比100Hz272Hz1kHz10kHz100kHz低噪声方案-130dBc/Hz-138dBc/Hz-143dBc/Hz-146dBc/Hz-148dBc/Hz传统方案-126dBc/Hz-128dBc/Hz-129dBc/Hz-130dBc/Hz-130dBc/Hz采用该发明描述的射频频率合成电路制作的铷原子频标，频率稳定度指标进入10-13量级。以上所述的实施例仅仅是对本发明的目的做一个较好的举例说明，并不限制本发明。本发明所属
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的技术人员在本着该发明的精神和原则，对所描述的实施例做适当的修改或补充或采用类似的方法替代，均应包含在本发明的保护范围之内。当前第1页1 2 3