锁相环电路的制作方法

本发明涉及集成电路领域，更具体地涉及一种锁相环电路。

背景技术：

请参考图1，图1为现有技术的锁相环电路的结构图，如图所示，现有的锁相环电路是由鉴相器、低通滤波器(在图1中由电阻R1和电容C1所构成)和压控振荡器三部分组成。鉴相器的两个输入端分别与锁相环电路的输出端(也即压控振荡器的输出端)以及外部参考时钟源相连接，外部参考时钟源将其产生的参考时钟信号输入至鉴相器，鉴相器将参考时钟源信号REF的相位Φref和压控振荡器输出信号OUT的相位Φout之差转化脉宽为△Φ、周期为参考时钟源频率Fref的脉冲信号V1(即节点V1的电压脉冲信号)，V1波形如图2所示，其中：

△Φ＝Φref-Φout，

T＝1/Fref。

低通滤波器抑制脉冲信号V1的高频成分并保留其低频成分，使得其输出节点电压信号V2具有较小的抖动纹波。压控振荡器根据电压信号V2的直流分量大小，产生一周期振荡信号，其振荡频率Fout和相位Φout分别满足以下关系式：

Fout＝K*V2_dc(V2_dc表示V2的直流分量)

$\mathrm{\Φ}out=\underset{0}{\overset{t}{\∫}}Fout\left(\mathrm{\τ}\right)d\mathrm{\τ}$

锁相环电路整体为负反馈系统，当参考时钟信号和压控振荡器输出信号的相位差发生改变时，锁相环电路的负反馈特性会抑制该变化，最终使得相位差△Φ为一固定值，从而使得Fout＝Fref,达到相位和频率锁定的目的。

图1所示锁相环电路的缺点之一在于其输出信号的频谱中除了Fout之外，还存在以Fout为中心，偏离整数倍参考时钟信号频率Fref的杂散频率信号，如图3所示。杂散产生的原因是因类锁相环电路的低通滤波器的非理想特性。脉冲信号V1经过低通滤波器后，其高频分量只会被抑制而并非被完全消除。由于脉冲信号V1为周期为1/Fref的周期脉冲信号，对其进行傅里叶变化，其高频分

$\underset{k=1}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}Ak*cos(2*\mathrm{\π}*Fref*k*t)$

量可以表示为

(Ak表示高频分量的幅度，其大小与脉冲信号V1的振幅有关，t表示时间，k为正整数)

忽视其它高频分量，只研究其中最大的高频分量为A1*cos(2*π*Fref*t),当其通过低通滤波器后，其幅度变为因此V2包含幅度为B1的高频分量，该高频分量会调制压控振荡器的输入端，使得其输出频率具有偏离整数倍参考时钟源信号频率Fref的杂散频率信号。而，杂散频率信号的存在会影响锁相环电路输出频谱的纯净性，使得输出的振荡周期不稳定。

因此，有必要提供一种改进的锁相环电路来克服上述缺陷。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种锁相环电路，本发明的锁相环电路降低了压控振荡器输入端控制信号的高频分量,减少了压控振荡器输出信号的杂散功率，降低了锁相环电路输出信号的参考杂散，输出信号的频率更稳定可靠。

为实现上述目的，本发明提供了一种锁相环电路，包括鉴相器、低通滤波器及压控振荡器，外部参考时钟输入所述鉴相器的一输入端，所述鉴相器的输出端与所述低通滤波器的输入端连接，所述低通滤波器的输出端与所述压控振荡器的输入端连接，所述压控振荡器的输出端与所述鉴相器的另一输入端连接且输出所述锁相环电路的输出信号；其中所述锁相环电路还包括通路选择器、电压/脉宽转换器、脉宽/电压转换器及本地振荡器，所述通路选择器的输入端与所述鉴相器的输出端连接，所述通路选择器的输出端可选择地与所述低通滤波器的输入端或所述脉宽/电压转换器的输入端连接，所述脉宽/电压转换器的输出端与所述电压/脉宽转换器的输入端连接，且所述本地振荡器输出本地振荡信号至所述电压/脉宽转换器，所述电压/脉宽转换器的输出端与所述低通滤波器的输入端连接。

较佳地，所述锁相环电路可工作于普通模式与低杂散模式，当所述锁相环电路工作于普通模式时，所述通路选择器的输出端与所述低通滤波器的输入端连接，当所述锁相环电路工作于低杂散模式时，所述通路选择器的输出端与所述脉宽/电压转换器的输入端连接。

较佳地，所述脉宽/电压转换器包括电流源、第一开关、第二开关、第三开关、第一电容、第二电容、下降沿检测单元及上升沿检测单元；所述通路选择器的输出端可选择地与所述下降沿检测单元的输入端连接，所述下降沿检测单元的输出端与所述上升沿检测单元的输入端连接；所述电流源一端与外部电源连接，其另一端与所述第一开关的一端连接，所述第一开关的另一端与所述第一电容的一端连接，所述第一电容的另一端接地；所述第二开关的一端与所述第三开关的一端连接，所述第二开关的另一端与所述第二电容的一端连接并形成所述脉宽/电压转换器的输出端；所述第二电容的另一端、第三开关的另一端均接地。

较佳地，所述通路选择器输出的脉冲信号控制所述第一开关的开/关，所述下降沿检测单元输出的脉冲信号控制所述第二开关的开/关，所述上升沿检测单元输出的脉冲信号控制所述第三开关的开/关。

较佳地，所述第一开关、第二开关及第三开关均在其控制信号为高电平时闭合。

较佳地，所述下降沿检测单元包括第一反相器、第二反相器、第三反相器及第一与门，所述第一反相器与第二反相器的输入端均与所述通路选择器的输出端连接，所述第一反相器的输出端与所述第一与门的一输入端连接；所述第二反相器的输出端与所述第三反相器的输入端连接，所述第三反相器的输出端与所述第一与门的另一输入端连接；所述第一与门的输出端与所述上升沿检测单元的输入端连接，并输出一脉冲信号控制所述第二开关的开/关。

较佳地，所述上升沿检测单元包括第四反相器及第二与门，所述第一与门的输出端分别与所述第四反相器的输入端、所述第二与门的一输入端连接，所述第四反相器的输出端与所述第二与门的另一输入端连接，所述第二与门的输出端输出一脉冲信号控制所述第三开关的开/关。

较佳地，所述电压/脉宽转换器包括第一场效应管、第五反相器及第六反相器，所述第一场效应管的源极与外部电源连接，所述第一场效应管的栅极与所述脉宽/电压转换器的输出端连接，所述第一场效应管的漏极与所述第五反相器的控制端连接，所述第五反相器的输入端与所述本地振荡器连接，所述第五反相器的输出端与所述第六反相器的输入端连接，所述第六反相器的输出端与所述低通滤波器的输入端连接。

较佳地，所述第五反相器包括第二场效应管与第三场效应管，所述第二场效应管的源极接地，所述第二场效应管的栅极与所述第三场效应管的栅极连接并与所述本地振荡器连接，所述第二场效应管的漏极与所述第三场效应管的漏极连接并与所述第六反相器的输入端连接，所述第三场效应管的源极与所述第一场效应管的漏极连接。

较佳地，所述第六反相器包括第四场效应管与第五场效应管，所述第五场效应管的源极接地，所述第四场效应管的栅极与所述第五场效应管的栅极连接并与所述第二场效应管人漏极连接，所述第四场效应管的漏极与所述第五场效应管的漏极连接并与所述低通滤波器的输入端连接，所述第四场效应管的源极与外部电源连接。

与现有技术相比，本发明的锁相环电路由于还包括通路选择器、电压/脉宽转换器、脉宽/电压转换器及本地振荡器，使得可通过所述通路选择器选择在所述鉴相器与低通滤波器之间连接电压/脉宽转换器、脉宽/电压转换器及本地振荡器，增大了所述鉴相器输出信号的频率，降低了输入压控振荡器信号的高频分量，减少了压控振荡器输出信号的杂散功率，从而降低了锁相环电路输出信号的参考杂散。

通过以下的描述并结合附图，本发明将变得更加清晰，这些附图用于解释本发明的实施例。

附图说明

图1为现有技术锁相环电路的结构图。

图2为现有技术锁相环电路的鉴相器输出脉冲信号的波形图。

图3为现有技术锁相环电路的输出信号的频谱图。

图4为本发明锁相环电路的结构图。

图5为本发明锁相环电路的脉宽/电压转换器的电路图。

图6为本发明锁相环电路的电压/脉宽转换器的电路图。

具体实施方式

现在参考附图描述本发明的实施例，附图中类似的元件标号代表类似的元件。如上所述，本发明提供了一种锁相环电路，本发明在低杂散工作模式下，通过电压/脉宽转换器、脉宽/电压转换器使得锁相环鉴相器电路输出的脉冲信号的频率倍增，降低了压控振荡器输入端控制信号的高频分量,减少压控振荡器输出信号的杂散功率，从而降低了锁相环电路输出信号的参考杂散。

请参考图4，图4为本发明锁相环电路的结构图。如图所示，本发明的锁相环电路包括鉴相器PD、低通滤波器LPF、压控振荡器VCO、通路选择器MUX、电压/脉宽转换器VPC、脉宽/电压转换器PVC及本地振荡器LO，外部参考时钟Fref输入所述鉴相器PD的一输入端；所述鉴相器PD的输出端与所述低通滤波器LPF的输入端连接，所述低通滤波器LPF的输出端与所述压控振荡器VCO的输入端连接，所述压控振荡器VCO的输出端与所述鉴相器PD的另一输入端连接且输出所述锁相环电路的输出信号Fout；另外，所述鉴相器PD的输出端与所述低通滤波器LPF的输入端之间还连接有通路选择器MUX、电压/脉宽转换器VPC、脉宽/电压转换器PVC及本地振荡器L0；具体地，所述通路选择器的输入端与所述鉴相器PD的输出端连接，所述通路选择器的输出端可选择地与所述低通滤波器LPF的输入端或所述脉宽/电压转换器PVC的输入端连接，所述脉宽/电压转换器PVC的输出端与所述电压/脉宽转换器VPC的输入端连接，且所述本地振荡器LO输出本地振荡信号Fe至所述电压/脉宽转换器VPC，所述电压/脉宽转换器VPC的输出端与所述低通滤波器LPF的输入端连接。另外，本发明的所述锁相环电路可工作于普通模式与低杂散模式，当所述锁相环电路工作于普通模式时，所述通路选择器MUX的输出端与所述低通滤波器LPF的输入端连接，当所述锁相环电路工作于低杂散模式时，所述通路选择器MUX的输出端与所述脉宽/电压转换器VPC的输入端连接；也即，当所述锁相环电路工作于低杂散模式时，通过所述通路选择器MUX在所述鉴相器PD的输出端与所述低通滤波器LPF的输入端之间连接有电压/脉宽转换器VPC、脉宽/电压转换器PVC及本地振荡器L0；从而通过所述电压/脉宽转换器VPC及脉宽/电压转换器PVC增大了所述鉴相器PD输出信号的频率，降低了输入压控振荡器VCO信号的高频分量，减少了压控振荡器VCO输出信号的杂散功率，从而降低了锁相环电路输出信号Fout的参考杂散。

请再结合参考图5，图5为本发明锁相环电路的脉宽/电压转换器的电路图。如图所示，所述脉宽/电压转换器PVC包括电流源IS、第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、第一电容CS1、第二电容CS2、下降沿检测单元及上升沿检测单元；所述通路选择器MUX的输出端可选择地与所述下降沿检测单元的输入端连接，从而当选择本发明的锁相环电路工作于低杂散模式时，所述通路选择器MUX将其输出信号V1X输入至所述下降沿检测单元。所述下降沿检测单元的输出端与所述上升沿检测单元的输入端连接，在本发明中，当输入所述下降沿检测单元的电压值由高电平变化为低电平时(也即信号V1X的电压由高变为低时)，其输出端会产生一高电平的脉冲信号VA1；而当输入所述上升沿检测单元的输入端的电压值(脉冲信号VA1的电压值)由低电平变化为高电平时，所述上升沿检测单元的输出端则会产生一高电平的脉冲信号VA2。所述电流源IS一端与外部电源VDD连接，其另一端与所述第一开关S1的一端连接，所述第一开关S1的另一端与所述第一电容CS1的一端连接，所述第一电容CS1的另一端接地；所述第二开关CS2的一端与所述第三开关S3的一端连接，所述第二开关S2的另一端与所述第二电容CS2的一端连接并形成所述脉宽/电压转换器PVC的输出端，并输出信号V2X；所述第二电容CS2的另一端、第三开关S3的另一端均接地。作为本发明的一个优选实施方式，所述通路选择器MUX输出的脉冲信号V1X控制所述第一开关S1的开/关，所述下降沿检测单元输出的脉冲信号VA1控制所述第二开关S2的开/关，所述上升沿检测单元输出的脉冲信号VA2控制所述第三开关S3的开/关；且，所述第一开关S1、第二开关S2及第三开关S3均在其控制信号为高电平时闭合；也即，当信号V1X为高电平时，所述第一开关S1闭合，当脉冲信号VA1为高电平时，所述第二开关S2闭合，当脉冲信号VA2为高电平时，所述第三开关S3闭合。

具体地：

所述下降沿检测单元包括第一反相器X1、第二反相器X2、第三反相器X3及第一与门A1，所述第一反相器X1与第二反相器X2的输入端均与所述通路选择器MUX的输出端连接，所述第一反相器X1的输出端与所述第一与门A1的一输入端连接；所述第二反相器X2的输出端与所述第三反相器X3的输入端连接，所述第三反相器X3的输出端与所述第一与门A1的另一输入端连接；所述第一与门A1的输出端与所述上升沿检测单元的输入端连接，并输出一脉冲信号VA1控制所述第二开关S2的开/关。从而当输入所述第一反相器X1与第二反相器X2的信号V1X的电压由高变为低时，所述第一与门A1输出的脉冲信号VA1为一高电平的脉冲。

所述上升沿检测单元包括第四反相器X4及第二与门A2，所述第一与门A1的输出端分别与所述第四反相器X4的输入端、所述第二与门A2的一输入端连接，以将所述脉冲信号VA1输入至所述第四反相器X4的输入端、所述第二与门A2的一输入端；所述第四反相器X4的输出端与所述第二与门A2的另一输入端连接，所述第二与门A2的输出端输出一脉冲信号VA2控制所述第三开关S3的开/关。从而，当脉冲信号VA1的电压值由低电平变化为高电平时，所述第二与门A2输出的脉冲信号VA2为一高电平的脉冲。

请再结合参考图6，图6为本发明锁相环电路的电压/脉宽转换器的电路图。如图所示，所述电压/脉宽转换器包括第一场效应管M1、第五反相器及第六反相器，所述第一场效应管M1的源极与外部电源VDD连接，所述第一场效应管M1的栅极与所述脉宽/电压转换器PVC的输出端连接，即所述信号V2X输入至所述第一场效应管M1的栅极；所述第一场效应管M1的漏极与所述第五反相器的控制端连接，所述第五反相器的输入端与所述本地振荡器LO连接，所述本地振荡器LO将本地振荡信号Ft输入至所述第五反相器，所述第五反相器的输出端与所述第六反相器的输入端连接，所述第六反相器的输出端与所述低通滤波器LPF的输入端连接。

具体地，所述第五反相器包括第二场效应管M2与第三场效应管M3，所述第二场效应管M2的源极接地，所述第二场效应管M2的栅极与所述第三场效应管M3的栅极连接并与所述本地振荡器LO连接所述本地振荡器LO将本地振荡信号Ft输入至所述第二场效应管M2的栅极与所述第三场效应管M3的栅极；所述第二场效应管M2的漏极与所述第三场效应管M3的漏极连接并与所述第六反相器的输入端连接，所述第三场效应管M3的源极与所述第一场效应管M1的漏极连接。所述第六反相器包括第四场效应管M4与第五场效应管M5，所述第五场效应管M5的源极接地，所述第四场效应管M4的栅极与所述第五场效应管M5的栅极连接并与所述第二场效应管M2的漏极连接，所述第四场效应管M4的漏极与所述第五场效应管M5的漏极连接并与所述低通滤波器LPF的输入端连接，所述第四场效应管M4的源极与外部电源VDD连接

另外，作为本发明的一个优选实施例，所述低通滤波器LPF由电阻R1与电容C1组成，其具体连接关系如图4所示，在此不再细述。

下面结合图4-6描述本发明锁相环电路的工作过程：

如上所述，本发明的该锁相环电路可工作于普通模式与低杂散模式。当工作于普通模式时，通路选择器MUX选择与所述低通滤波器LPF连接,使得鉴相器PD直接与低通滤波器LPF相连接，此时，锁相环电路的工作特性与图1所示现有锁相环电路相同，不会消耗额外功耗，在此不再细述。

当所述锁相环电路工作于低杂散模式时，通路选择器MUX选择与所述脉宽/电压转换器PVC连接，使得鉴相器PD与脉宽/电压转换器PVC相连接。在低杂散模式下，锁相环电路的输出信号Fout具更低的输出杂散，从而得到更好的输出频率稳定性；具体地，

当脉冲信号V1X输入所述脉宽/电压转换器PVC时，第一开关S1会在高电平的作用下闭合，第一电容Cs1与电流源IS相连接，电流源IS向所述第一电容Cs1充电，且其充电时间等于输入脉冲信号V1X的脉宽△Φ1，第一电容Cs1的电压变化为△Φ1*IS。当脉冲信号V1X由高电平变为低电平时，下降沿检测单元会产生一高电平脉冲信号VA1，从而闭合第二开关S2,第一电容Cs1的电荷将会流向第二电容Cs2。另外高电平脉冲VA1的上升沿会触发上升沿检测单元，使得第二与门A2产生一高电平脉冲VA2,从而闭合第三开关S3，使得第一电容Cs1上储存的电荷清零，其电压变为零电位。当输入脉冲信号V1X经过若干个周期过后，第二电容Cs2上储存的电荷会达到一稳定值，从而使其两端电压达到一稳定值，并且作为所述脉宽/电压转换器PVC的输出信号V2X。V2X的大小满足一下关系：

V2X＝ΔΦ1*IS/Cs1

由上式可知，V2X的大小与输入脉冲信号V1X的脉宽△Φ1成正比。

脉宽/电压转换器PVC的输出信号V2X输入所述电压/脉宽转换器VPC的输入端，在电压/脉宽转换器VPC中第一场效应管M1用作可变电阻，其阻值大小由信号V2X的电压大小所决定，用以调制第五反相器输出节点Vm信号的上升沿变化速度。信号V2X的电压越大，第一场效应管M1的电阻越大，Vm的上升沿越缓慢。信号V2X的电压越小，第一场效应管M1的电阻越小，Vm的上升沿越陡峭。第六反相器用以是根据第五反相器的输出信号Vm上升沿的陡峭程度，产生频率为Ft并具有一定脉宽的脉冲信号V3X输出，越缓慢的上升沿生成脉宽越宽的脉冲，越陡峭的上升沿生成脉宽越窄的脉冲，该脉冲信号V3X的脉宽△Φ2满足以下关系式：

ΔΦ2＝V2X*λ(λ是由M1,M2,M3,M4,M5的尺寸和特性所共同决定的常量)

第五反相器的输入信号Fe由本地振荡器LO提供。该本地振荡器LO只需要提供一频率远大于Fref的方波信号(Ft为该方波信号的频率，频率倍增系数M＝Ft/Fref)即可，且不需要考虑其精度和噪声指标，因此可以用较小的成本实现。

将脉宽/电压转换器PVC和电压/脉宽转换器VPC级联在一起形成本发明的电压脉冲倍增模块。在低杂散工作模式下，倍增模块输出节点所对应的脉冲信号V3X的频率为Ft＝M*Fref，脉宽ΔΦ2＝ΔΦ1*IS*λ/Cs1＝α*ΔΦ1(α＝IS*λ/Cs1)。设置合适的α值，可以使得脉冲信号V1X为V1处的脉冲信号的等比例缩小，从而在倍增其频率的同时不改变其波形特征。

综上所述，本发明的锁相环电路在低杂散工作模式下，通过倍增鉴相器PD输出的脉冲信号的频率，降低了压控振荡器VCO输入端控制信号的高频分量,减少压控振荡器VCO输出信号Fout的杂散功率，从而降低了锁相环电路输出信号Fout的参考杂散。

以上结合最佳实施例对本发明进行了描述，但本发明并不局限于以上揭示的实施例，而应当涵盖各种根据本发明的本质进行的修改、等效组合。