一种高速电位转换电路的制作方法

本发明涉及半导体技术领域，具体涉及一种高速电位转换电路。

背景技术：

在高速输出驱动电路中，将小摆幅信号电位转换为大摆幅时往往很难实现好的占空比。在点到点串口传输电路中，类似LVDS接口，信号占空比直接影响接收端信号采样的建立保持时间，从而成为接口电路速度制约的一个关键因素。

如图1所示，一种典型的电位转换电路，通过一对输入NMOS管和一对交叉耦合的PMOS管实现电位的转换。其中输入信号为一对极性相反的信号INP/INN，即当INP为高时，INN为低，相反当INP为低时，INN为高，且两个信号幅度均为低电平域。该电路工作时，若INP为高，INN为低，则MN1工作，MN2关闭，从而MP2的栅端电压被拉低，MP2工作，对OUTP充电，使其电压升高。由于MN2关闭，因此MP1栅端电压被抬高，MP1关闭。OUTN点电荷通过MN1泄放，电压降到0V，而OUTP点电压上升到Hi-V。这种典型电位转换电路的缺点在于很难保证优秀的占空比：在输出信号开始的上升阶段，MN1就开始给OUTN泄放电荷，OUTN电位下降，但MP2还没有开始工作，当OUTN电位下降到(Hi-V–Vthp)时才开始开启，给OUTP充电。该典型的电位转换电路的瞬态仿真结果的输入输出波形，如图2所示。因此，上述图1中的电位转换电路面临速度制约，因为OUTN/OUTP为输出点，有很大的负载电容，因此充放电荷的过程很慢；并且其占空比急需优化。

技术实现要素：

为了克服以上问题，本发明旨在提供一种优化占空比的高速电位转换电路，该电路支持信号从低电位到高电位的高速转换，同时能够在不同PVT条件下保证优秀的占空比。

为了达到上述目的，本发明提供了一种高速电位转换电路，包括电位转换器、与电位转换器相连接的信号放大反向器、以及与信号放大反向器相连接的正反馈连接反向器；其中，电位转换器将低电压转换为高电压之后输出给信号放大反向器，信号放大反向器将所输入的高电压进行放大后将放大的信号输出给正反馈连接反向器，正反馈连接反向器对放大的信号的占空比进行优化。

优选地，电位转换器具有第一PMOS管、第二PMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管、第一输出节点(A)、第二输出节点(B)、第一NMOS管、第二NMOS管；其中，

第一PMOS管和第二PMOS管的源极相连接且接高压电源；

第一PMOS管的漏极与第三NMOS管的漏极共同连接至第一输出节点(A)；第三NMOS管的源极与第一NMOS管的漏极连接于节点(X)，第三NMOS管的栅极接高压电源；

第二PMOS管的漏极与第四NMOS管的漏极共同连接至第二输出节点(B)；第四NMOS管的源极与第二NMOS管的漏极连接于节点(Y)，第四NMOS管的栅极接高压电源；

第一PMOS管的栅极接于节点(Y)，第二PMOS管的栅极接于节点(X)；

第一NMOS管的源极与第二NMOS管的源极相连接；第一NMOS管的栅极接第一输入端(INP)，第二NMOS管的栅极接第二输入端(INN)。

优选地，所述电位转换器还包括第五NMOS管和第六NMOS管；第五NMOS管的栅极与第一NMOS管的栅极相连接，第六NMOS管的栅极与第二NMOS管的栅极相连接；第五NMOS管的漏极连接于第一输出节点(A)，第六NMOS管的漏极连接于第二输出节点(B)，第五NMOS管的源极、第六NMOS管的源极、第一NMOS管的源极、第二NMOS管的源极之间相互连接。

优选地，所述第五NMOS管和所述第六NMOS管的尺寸为4μm/0.4μm。

优选地，所述信号放大反向器包括第一反馈端(OUTP)、第二反馈端(OUTN)、第三PMOS管、第四PMOS管、第七NMOS管和第八NMOS管；其中，

所述第三PMOS管的栅极与第七NMOS管的栅极共同连接于第一输出节点(A)，第三PMOS管的漏极和第七NMOS管的漏极相连接且共同接于第一反馈端(OUTP)；

所述第四PMOS管的栅极与第八NMOS管的栅极共同连接于第二输出节点(B)，第四PMOS管的漏极和第八NMOS管的漏极相连接且共同接于第二反馈端(OUTN)；

第七NMOS管的源极与第五NMOS管的源极相连接，第八NMOS管的源极与第六NMOS管的源极相连接；

第三PMOS管的源极与第一PMOS管的源极相连接至高压电源；第四PMOS管的源极与第二PMOS管的源极相连接至高压电源。

优选地，所述正反馈连接反向器包括第五PMOS管、第六PMOS管、第九NMOS管和第十NMOS管；其中，第五PMOS管的源极和第六PMOS管的源极均接于高压电源；所述第五PMOS管的栅极和第九NMOS管的栅极相连接且接于第一反馈端(OUTP)，第五PMOS管的漏极和第九NMOS管的漏极相连接且接于第二反馈端(OUTN)；所述第六PMOS管的栅极和第十NMOS管的栅极相连接且接于第二反馈端(OUTN)，所述第六PMOS管的漏极与第十NMOS管的漏极相连接且接于第一反馈端(OUTP)；所述第九NMOS管的源极和所述第十NMOS管的源极均接地。

优选地，所述第一NMOS管和第二NMOS管的尺寸为20μm/0.4μm，所述第三NMOS管和所述第四NMOS管的尺寸为8μm/0.4μm。

优选地，所述高压电源为直流高压电源。

优选地，所述第一输入端(INP)和所述第二输入端(INN)所输入的信号为极性相反的信号。

优选地，所述第一输入端(INP)和所述第二输入端(INN)所输入的信号均为低电平域。

本发明在提高电位转换器工作速度的同时保证了优秀的输出信号占空比。

附图说明

图1为一种典型的电位转换电路示意图

图2为图1中的典型的电位转换电路的瞬态仿真结果示意图

图3为本发明的一个较佳实施例的高速电位转换电路示意图

图4为本发明的一个较佳实施例的高速电位转换电路的瞬态仿真结果示意图

具体实施方式

为使本发明的内容更加清楚易懂，以下结合说明书附图，对本发明的内容作进一步说明。当然本发明并不局限于该具体实施例，本领域内的技术人员所熟知的一般替换也涵盖在本发明的保护范围内。

以下结合附图3和4和具体实施例对本发明作进一步详细说明。需说明的是，附图均采用非常简化的形式、使用非精准的比例，且仅用以方便、清晰地达到辅助说明本实施例的目的。

本实施例包括电位转换器、与电位转换器相连接的信号放大反向器、以及与信号放大反向器相连接的正反馈连接反向器；其中，电位转换器将低电压转换为高电压之后输出给信号放大反向器，信号放大反向器将所输入的高电压进行放大后将放大的信号输出给正反馈连接反向器，正反馈连接反向器对放大的信号的占空比进行优化。

本实施例中，请参阅图3，电位转换器具有第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、还可以包括第五NMOS管MN5和第六NMOS管MN6；第一输出节点A、第二输出节点B；信号放大反向器包括第一反馈端OUTP、第二反馈端OUTN、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第七NMOS管MN7和第八NMOS管MN8；正反馈连接反向器包括第五PMOS管PM5、第六PMOS管PM6、第九NMOS管NM9和第十NMOS管NM10。

第一PMOS管PM1和第二PMOS管PM2的源极相连接且接高压电源Hi-V；

第一PMOS管PM1的漏极与第三NMOS管NM3的漏极共同连接至第一输出节点A；第三NMOS管NM3的源极与第一NMOS管NM1的漏极连接于节点X，第三NMOS管NM3的栅极接高压电源Hi-V；

第二PMOS管PM2的漏极与第四NMOS管NM4的漏极共同连接至第二输出节点B；第四NMOS管NM4的源极与第二NMOS管NM2的漏极连接于节点Y，第四NMOS管NM4的栅极接高压电源Hi-V；

第一PMOS管PM1的栅极接于节点Y，第二PMOS管PM2的栅极接于节点X；

第一NMOS管NM1的源极与第二NMOS管NM2的源极相连接；第一NMOS管NM1的栅极接第一输入端INP，第二NMOS管NM2的栅极接第二输入端INN。

第五NMOS管NM5的栅极与第一NMOS管NM1的栅极相连接，第六NMOS管NM6的栅极与第二NMOS管NM2的栅极相连接；第五NMOS管NM5的漏极连接于第一输出节点A，第六NMOS管NM6的漏极连接于第二输出节点B，第五NMOS管NM5的源极、第六NMOS管NM6的源极、第一NMOS管NM1的源极、第二NMOS管NM2的源极之间相互连接。

第三PMOS管NM3的栅极与第七NMOS管NM7的栅极共同连接于第一输出节点A，第三PMOS管NM3的漏极和第七NMOS管NM7的漏极相连接且共同接于第一反馈端OUTP；

第四PMOS管PM4的栅极与第八NMOS管NM8的栅极共同连接于第二输出节点B，第四PMOS管PM4的漏极和第八NMOS管NM8的漏极相连接且共同接于第二反馈端OUTN；

第七NMOS管NM7的源极与第五NMOS管NM5的源极相连接，第八NMOS管NM8的源极与第六NMOS管NM6的源极相连接；

第三PMOS管PM3的源极与第一PMOS管PM1的源极相连接至高压电源；第四PMOS管PM4的源极与第二PMOS管PM2的源极相连接至高压电源Hi-V。

第五PMOS管PM5的源极和第六PMOS管PM6的源极均接于高压电源Hi-V；第五PMOS管PM5的栅极和第九NMOS管NM9的栅极相连接且接于第一反馈端OUTP，第五PMOS管PM5的漏极和第九NMOS管NM9的漏极相连接且接于第二反馈端OUTN；第六PMOS管PM6的栅极和第十NMOS管NM10的栅极相连接且接于第二反馈端OUTN，第六PMOS管PM6的漏极与第十NMOS管NM10的漏极相连接且接于第一反馈端OUTP；第九NMOS管NM9的源极和第十NMOS管NM10的源极均接地。

本实施例中，第一NMOS管NM1和第二NMOS管NM2的尺寸为20μm/0.4μm，第三NMOS管NM3和第四NMOS管NM4的尺寸为8μm/0.4μm，第五NMOS管NM5和第六NMOS管NM6的尺寸为4μm/0.4μm。

高压电源为直流高压电源。第一输入端INP和第二输入端INN所输入的信号为极性相反的信号。第一输入端INP和第二输入端INN所输入的信号均为低电平域。

举例来说，电位转化器包括MN1～MN6/MP1～MP2管。其中MN1～MN2构成了输入对管，MN3～MN4构成了一对cascode对管，其栅端接电源电压，漏端接输出节点。MN3～MN4管的作用在于一方面可以抬高输出节点的静态电位，一方面隔离了输出端的大负载电容，使X、Y点的负载电容大大降低。此外，MN5～MN6作为NMOS输入对管的一个补充，用来协助输出点的充放电，其栅极分别接输入互补信号INP、INN，漏极接电位转换器的输出节点A、B。MP1～MP2构成了交叉耦合对，主要作用时对输出节点A、B充放电，实现输出节点A、B信号摆幅提高到Hi-V。MP1～MP2的栅端分别接X、Y节点，漏极分别接输出节点A、B。

电位转换器的输出节点A、B分别接到两对反相器的栅极，MN7～MN8、MP3～MP4构成了这两对放大器。经反相器放大后从第一反馈端OUTP、第二反馈端OUTN得到信号。该信号再经过由MN9～MN10、NP5～MP6构成的正反馈反相器进行占空比优化。其中MN9和MN5构成一个反相器，MN10和MP6构成一个反相器。MP5、MN9反相器的栅端接到MN10、MP6的输出端，MN10、MP6的栅端接到MN9、NP5的输出端。通过正反馈实现了占空比的优化。

请对比图4和图2，通过增加MN3～MN10、MP3～MP6，本实施例在提高电位转换器工作速度的同时保证了优秀的输出信号占空比。对电路的瞬态仿真结果如图四所示，对比图2，可看到优势如下：

1)对比图4的第一个波形和图2的波形，可以看到本实施例中的电位转换器输出占空比有明显优化。另一方面，本实施例中的电位转换器各管尺寸为：MN1～MN2(20μm/0.4μm)，MN3～MN4(8μm/0.4μm)，MN5～MN6(4μm/0.4μm)，NMOS管的总尺寸为64μm/0.4μm，而在图2中的电位转换器中NMOS管总尺寸为120μm/0.4μm。因此本实施例通过结构优化不仅提高了信号的占空比性能，同时节约了MOS管尺寸；

2)反相器正反馈电路的引进进一步优化了占空比，使电路在不同PVT条件下均能实现保证好的占空比。

综上所述，本实施例通过增加两个NMOS管MN3/MN4，其栅即接电源电压Hi-V。MN3、MN4的作用有两个方面，首先通过MN3/MN4提高了输出电压的静态工作点，优化了输出信号占空比。其次起到了隔离输出节点A、B和MN1、MN2的功能。为了提高电路工作速度，需要MP1、MP2尽快开启或关断。考虑到输出结点的负载电容较大，MN3、MN4使X、Y节点与输出节点A、B隔离，从而提高了X、Y节点的充放电速度，从而使MP1、MP2管能迅速进入开启或关断状态。再者，增加辅助泄放管MN5、MN6，这两个NMOS管MN5、MN6可以进一步增加输出节点A、B的电压充放电速度。其次，MN9～MN10、MP5～MP6提供了一个正反馈电路，通过将两个反向器的输入和输出分别连接，有助于优化信号占空比。同时MN7～MN8、MP3～MP4的引入隔离了占空比优化电路对前级电位转换器输出电位的干扰，同时起到了对电位转换器的输出信号放大稳定的作用。

虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然所述实施例仅为了便于说明而举例而已，并非用以限定本发明，本领域的技术人员在不脱离本发明精神和范围的前提下可作若干的更动与润饰，本发明所主张的保护范围应以权利要求书所述为准。