本公开涉及具有降低的功率消耗和复杂度而同时实现更高的效率的异相功率放大器。
背景技术：
用于高数据速率通信的高峰值与均值比信号要求功率放大器操作在宽回退模式中，从而造成低平均效率。异相功率放大器（pa）在其与非隔离功率组合器一起使用时使用多个放大器来在回退条件下以线性且高效的方式提供输出功率。
非隔离功率组合器的一个示例是chireix组合器。图1图示了具有chireix组合器和输入相位调制器的异相功率放大器（pa）的两个变型。在100处的是使用两个四分之一波长传输线（2路）和分流电抗元件的chireix组合器。这些分流元件可以被具有与110处的chireix组合器中所示的类似的功能的不同长度的传输线取代。
异相pa的另一常规示例采用具有造成较宽回退操作范围内的较平坦效率的4路功率组合器的四个功率放大器。当这些放大器被用在异相模式中时，组合器要求输入信号分离器或相位调制器，诸如在图1的chireix组合器中所描绘的那些。这些信号分离器已经使用数字信号处理（dsp）而被常规地实现，该数字信号处理将基带信号上转换成异相rf信号。
附图说明
图1是图示了具有chireix组合器和输入相位调制器的异相功率放大器（pa）的两个变型的电路图。
图2是图示了针对理想chireix组合器的效率与输入信号幅度的关系的图表。
图3是图示了具有4路输出功率组合器和采用非线性电阻器的输入信号分离器的异相功率放大器（pa）的电路图。
图4a是图示了图3的异相pa中所采用的非线性电阻器实现方式的电路图。
图4b是图示了图4a的非线性电阻器实现方式的经模拟的非线性电阻的图表。
图5是图示了根据本文所描述的各种方面的促进异相放大的系统的框图。
图6是图示了根据本文所描述的各种方面的促进异相放大的方法的流程图。
图7是图示了两个异相组合器的一对电路图，其中一个异相组合器具有分流电抗元件，并且一个异相组合器仅经由传输线来实现。
图8a是作为chireix组合器的输入处的输入幅度的函数的电压相位的图表。
图8b是示出向对应于图8a中的信号的功率放大器输出呈现的负载的史密斯圆图。
图9是图示了两个信号分离器的一对电路图，其中一个信号分离器具有分流电抗元件，并且一个信号分离器仅经由传输线来实现。
图10是由图9的信号分离器引起的电压相位的图表。
图11是根据本文所公开的各种方面的示出针对具有chireix组合器负载的氮化镓（gan）pa的输入阻抗变化的示例电路图。
图12是示出作为针对图11的pa的功率的函数的所应用的负载阻抗变化和对应输入阻抗变化的一对史密斯圆图。
图13是根据本文所公开的各种方面的异相放大器的不同示例实施例的一对电路图。
图14是图示了根据本文所公开的各种方面的作为输入幅度的函数的基本漏极电流和作为针对各种栅极偏置的输出功率回退的函数的功率附加效率的一对图表。
图15是根据本文所公开的各种方面的异相信号分离器的示例电路示意图。
图16是示出图15的示例实施例中的功率组合器的输入处的负载变化和信号分离器的输出处的基本电压的对应相位的史密斯圆图。
图17是示出常规固定负载放大器和根据本文所公开的各种方面的异相放大器的经模拟的效率之间的比较的图表。
具体实施方式
现在将参照附图各图来描述本公开，其中相同的参考标号自始至终用于指代相同的元件，并且其中所图示的结构和设备未必按照比例绘制。如本文所利用的，术语“部件”、“系统”、“接口”等旨在指代计算机相关实体、硬件、软件（例如在执行中）和/或固件。例如，部件可以是处理器（例如，微处理器、控制器或其它处理设备）、在处理器上运行的过程、控制器、对象、可执行文件、程序、存储设备、计算机、平板pc和/或具有处理设备的移动电话。作为说明，在服务器上运行的应用和服务器也可以是部件。一个或多个部件可以驻留在过程内，并且部件可以被局部化在一个计算机上和/或分布在两个或更多个计算机之间。可以在本文中描述一组元件或一组其它部件，其中术语“一组”可以被解释为“一个或多个”。
另外，例如，这些部件可以从诸如具有模块的各种计算机可读存储介质执行，该计算机可读存储介质在其上存储有各种数据结构。部件可以经由本地和/或远程过程进行通信，诸如依照具有一个或多个数据分组的信号（例如，来自与本地系统、分布式系统中的另一部件交互和/或跨网络经由信号与其它系统交互的一个部件的数据，所述网络诸如因特网、局域网、广域网或类似网络）进行通信。
作为另一示例，部件可以是具有由电气或电子电路所操作的机械部件提供的特定功能的装置，其中电气或电子电路可以通过一个或多个处理器执行的软件应用或固件应用进行操作。一个或多个处理器可以在装置内部或外部并且可以执行软件或固件应用的至少部分。作为又一示例，部件可以是在没有机械部件的情况下通过电子部件提供特定功能的装置；电子部件可以在其中包括一个或多个处理器以执行至少部分地赋予电子部件的功能的软件和/或固件。
词语示例性的使用旨在以具体的方式呈现概念。如本申请中所使用的，术语“或”旨在意指包括性的“或”而非排他性的“或”。也就是说，除非另行指定，或从上下文是清楚的，否则“x采用a或b”旨在意指自然包括的排列中的任一个。也就是说，如果x采用a；x采用b；或x采用a和b二者，则“x采用a或b”在前述实例中的任一个下被满足。此外，如本申请和随附权利要求中所使用的冠词“一”或“一个”一般应当被解释为意指“一个或多个”，除非另行指定或从上下文清楚的是针对单数形式。另外，就在详细描述和权利要求中使用术语“包含着”、“包含”、“有着”、“具有”、“带有”或其变型而言，这样的术语旨在以与术语“包括”类似的方式是包括性的。
使用数字信号处理（dsp）以用于基带信号到异相rf信号的上转换的常规异相放大器向异相功率放大器（pa）设计引入复杂度并且还将这样的异相放大器的采用限制到作为插入式（drop-in）pa的现有系统中。这些常规异相pa不能被预先存在的功率放大器容易地取代并且要求新发射器系统设计以适应异相pa。此外，例如当采用n路异相放大器时，系统复杂度也随着所使用的功率放大器的数目增加而增加。
关于常规异相pa的另一问题在于非隔离异相组合器的效率与功率的关系仅针对高功率区（从峰值功率到所设计的回退功率水平）具有合期望的平坦响应并且在低功率区中迅速下降（并且甚至低于常规固定负载功率放大器），如图2中所示，图2图示了组合器效率相对于针对理想chireix组合器的输入信号幅度。
参照图3，所图示的是具有4路输出组合器和输入信号分离器的常规异相pa。图3中的信号分离器使用将基带信号上转换成具有对应相位的rf信号的iq调制器而被实现在数字域中。数字控制电路的高复杂度经由图3中所示的模拟信号分离器的使用而被移除。输出组合器被再用作具有附加的非线性电阻器的信号分离器以用于实现异相的分相。
图3中的输出功率组合器在异相操作期间相对于输出功率向功率放大器呈现变化的负载。在输入处以反转方式使用该组合器。当分离器的输出加载有变化的负载时，将输入信号分成不同的相位。在分离器的输出处引入非线性可变电阻器（rnl）以产生用于功率放大器的信号分离。在该配置中，如图4a中所图示的，使用反并联二极管和电阻器实现非线性可变电阻器。图4b示出针对图3的异相pa的经模拟的非线性电阻变化。
在低功率处，二极管关断并且电阻恒定，因此在该功率区中图3的系统表现得像常规固定负载功率放大器。因此，其解决低功率区处的低效率的问题。常规地，在低功率处，相位被固定并且以复杂度的代价使用数字控制而操作为正常功率放大器。当跨二极管的电压在开启电压（von）以上时，二极管传导电流（id），从而造成非线性可变电阻，并且操作在异相模式中。然而，该方法的一个缺陷在于二极管和电阻器在它们接通时消耗功率（von×id+ir2rp）。因此，预计到较低分离器增益和功率低效性。另一缺陷在于这些反并联的二极管通过它们自身增加设计中的复杂度。此外，非线性电阻变化可能不适合于2路异相功率放大器，其具有比4路实现方式更高的电抗负载变化或要求非线性复杂阻抗变化而不是仅电阻变化。图3的异相pa的不必要的功率消耗可以造成较低增益和低效率，具有比本文所讨论的实施例更高的复杂度和更大的形状因子。
本文所公开的实施例涉及具有降低的复杂度和功率消耗而同时提供更高效率的异相功率放大器。本文所讨论的系统、方法和装置可以包括可以取代用于4路异相放大器以及2路的复杂数字信号分离器的信号分离器。本文所讨论的实施例还可以以显著降低的复杂度用于复杂chireix-doherty复合放大器实现方式。常规地，异相放大器由于相比于doherty放大器的增加的复杂度而不太频繁地被功率放大器设计者选择。然而，本文所讨论的异相pa和信号分离器具有降低的复杂度和功率消耗，并且可以在各种应用中被采用以得到较平坦且较宽的回退效率，具有较高平均效率。
相比于常规异相pa，本文所讨论的实施例不要求数字信号处理。因此，预先存在的pa可以被本文作为插入式pa讨论的放大器取代，插入式pa具有更少的复杂度和潜在地更小的形状因子，而同时维持至少相同的性能。此外，本文所讨论的信号分离器方面可以简化在先模拟信号分离器，其要求诸如在chireix-doherty复合放大器或图3的4路异相pa中具有较高复杂度的非线性或有源部件。
在各方面中，功率放大器的输入匹配网络可以配置成将设备的输入阻抗变化与功率的关系变换成用于异相操作的信号分离器的必要负载变化。此外，在各种实施例中，多个偏置可以通过调节在这样的实施例中所采用的pa中的至少一些的栅极偏置电压来选择。异相放大器常规地具有在低功率范围处的降级的效率。在各方面中，为了恢复低功率区处的效率，可以应用多个栅极偏置。作为一个示例，第一pa可以在ab类操作下偏置，而第二pa可以在c类操作条件下偏置。
参照图5，所图示的是依照本文所讨论的各种方面的促进异相功率放大的系统500的框图。系统500可以包括信号分离器510、多个功率放大器520i、多个输入匹配网络530i和组合器540。
信号分离器510可以接收输入数据信号（例如，经调制的输入rf信号等）并且将该信号分成多个不同数据信号，每一个数据信号可以被偏移不同相位，该不同相位可以至少部分地基于输入数据信号。信号分离器510可以沿多个不同信号路径输出多个不同的数据信号。信号分离器510可以通过以下使不同数据信号偏移不同相位：通过各种手段中的任一个诸如经由不同信号路径上的分流电抗元件、不同信号路径上的不同长度的传输线、其组合等。
多个功率放大器520i中的每一个可以沿多个不同信号路径之一，并且可以接收和放大不同数据信号之一，输出该不同数据信号的经放大的版本。在各种实施例中，可以在系统500中采用不同数目的功率放大器520i，诸如两个功率放大器、三个、四个或基本上任何数目的功率放大器。每一个功率放大器520i可以是各种设备类型（例如，氮化镓（gan）、横向扩散金属氧化物半导体（ldmos）等）中的任一个，并且多个功率放大器520i可以每一个是相同的设备类型，或者可以是两个或更多个不同的设备类型。如以下更加详细讨论的，每一个功率放大器520i的设备类型可以影响该功率放大器520i的输入阻抗。
在各种方面中，可以供多个功率放大器520i采用多个栅极偏置，其可以在低功率处提供改进的效率。在这样的方面中，pa520i中的至少一个可以具有第一栅极偏置，并且pa520i中的至少一个可以具有第二不同的栅极偏置（在一些方面中，还可以使用另外不同的栅极偏置）。因此，在一些实施例中，当输入数据信号的功率在某个阈值功率（其可以取决于（多个）相关联的栅极偏置）以下时，pa520i中的一个或多个（例如，除了一个之外的所有等）（例如，具有第二栅极偏置的那些等）可以被去激活或保持不活动。作为一个示例，在具有两个pa520i的系统中，第一pa5201可以被偏置为ab类pa，并且第二pa5202可以被偏置为c类pa，使得在输入数据信号的某个阈值功率以下，第二pa5202可以去激活或保持不活动。因此，在阈值功率以下，不需要采用异相操作，并且可以增加低功率效率。
多个输入匹配网络530i中的每一个可以在不同的信号路径上并且耦合到该信号路径上的多个pa520i的不同pa520i。每一个输入匹配网络530i可以基于该信号路径上的不同数据信号（所耦合的pa520i放大的不同数据信号）将所耦合的pa520i的输入阻抗变换到异相负载条件。
组合器540可以接收已经由多个pa520i放大的多个不同的经放大的数据信号，并且通过使其相位偏移来组合那些不同的经放大的数据信号以生成输入数据信号的经放大的版本。组合器540可以通过以下来使不同的经放大的数据信号的相位偏移不同相位：通过各种手段中的任一个诸如经由不同信号路径上的分流电抗元件、不同信号路径上的不同长度的传输线、其组合等。此外，组合器540和信号分离器510可以采用类似或不同的技术以用于分别使不同数据信号和不同的经放大的数据信号的相位偏移。
如以上所讨论的，每一个输入匹配网络530i在信号分离器510处将来自相关联的pa520i的输入阻抗的阻抗变换到异相负载条件。如果相关联的pa520i的输入阻抗是未知的，则不能设计输入匹配网络530i。可以如下标识输入阻抗。第一，对于每一个信号路径，当在异相条件中时可以在组合器的输入处测量阻抗，其中具有不同相位与功率水平的关系的信号被应用于组合器并且组合成一个输出信号与功率的关系。第二，当在异相条件中时在组合器的输入处确定的阻抗可以在异相条件中被应用于pa520i的相应输出，因此pa520i的输入功率基于当在异相条件中时在组合器的相应输入处测量的作为功率的函数的阻抗变化而变化。在各种方面中，pa520i可以是具有某个增益的线性或非线性的，因此，可以相应地调节输入功率以维持组合器540处的预期异相条件。第三，可以测量每一个pa520i的输入处的输入阻抗变化作为功率的函数。根据该输入阻抗变化，可以设计相关联的输入匹配网络530i。
诸如氮化镓（gan）等之类的非理想设备或放大器具有固有的输入阻抗变化与功率和负载的关系。在各种实施例中，可以利用该阻抗变化实现对分离器的负载变化以使得能够实现异相操作。该技术还可以使用输出组合器作为输入信号分离器。然而，本文所讨论的方面可以利用输入匹配网络来取代使用设备的固有输入阻抗变化的图3的反并联二极管，该输入匹配网络配置成提供负载变化用于信号分离。因此，消除图3的系统中的二极管的功率消耗。分离器处的输入阻抗变化到异相负载条件的阻抗变换可以被吸收到功率放大器的输入匹配网络中，输入匹配网络典型地被包括在功率放大器设计中，因此，移除使用反并联二极管的复杂度并且可以根据本文所讨论的各种方面显著简化信号分离器。设备的输入阻抗变化是输出功率和负载的函数并且不一定是电阻性的。因此，利用适当的阻抗变换，负载变化不限于电阻变化。因此本文所采用的技术可以用于更宽范围的应用，例如2路或n路（例如4路等）异相功率放大器，其可能要求电阻以及复杂阻抗变化。
另外，低功率区处的低效率可以使用多个偏置来解决，如本文所讨论的。放大器的栅极偏置可以是不同的，并且可以取决于是操作在低功率模式还是高功率模式中而接通一些或全部设备。该技术不需要限于gan设备，并且可以在其中设备的输入阻抗变化足够大的设备范围中采用该技术。
参照图6，图示了可以促进输入数据信号的放大的方法600的流程图。
在602处，可选地，可以偏置多个pa中的一个或多个pa，并且在各种方面中，多个不同偏置可以被应用于多个pa中的不同pa。例如，一个或多个pa的至少第一组可以利用第一偏置而被偏置（例如，被偏置为ab类pa），一个或多个pa的至少第二组可以利用第二偏置而被偏置（例如，被偏置为c类pa）等。
在604处，可选地，可以确定多个pa的输入阻抗。这可以牵涉以上讨论的技术。因此，对于每一个pa，可以测量结合异相负载条件的组合器处的相关联的输入阻抗，可以向pa的输出应用所测量的组合器输入阻抗，并且可以测量基于所应用的组合器输入阻抗的pa的输入阻抗。
在606处，诸如经由诸如输入匹配网络530i的输入匹配网络，可以将多个pa中的每一个pa的输入阻抗变换到异相负载条件。
在608处，通过使每一个不同的数据信号偏移不同相位并且经由不同的信号路径提供每一个数据信号（例如，诸如信号分离器510之类的信号分离器的不同输出等），可以将输入数据信号分成多个不同的数据信号。分离可以经由分流电抗元件、变化传输线长度、其组合等来完成。
在610处，不同数据信号中的每一个可以由相关联的pa放大以生成不同数据信号的经放大的版本。如果在602处取决于输入数据信号的功率而向不同pa应用不同的偏置，则功率可以足够低（例如，在阈值功率以下等）使得多个pa中的仅一些（例如，具有第一偏置的那些）将放大相应不同数据信号，而其它pa被去激活或保持不活动。
在612处，可以组合经放大的不同数据信号（例如，经由使经放大的不同数据信号相移以组合它们的组合器）以生成输入数据信号的经放大的版本。如输入数据信号的分离那样，组合可以经由分流电抗元件、变化传输线长度、其组合等来完成。
参照图7，图示了一对常规异相组合器，图7示出700处的chireix组合器，和710处的仅采用传输线的可替换版本。chireix组合器具有四分之一波长变换器，该变换器具有分流电抗元件以用于适当的回退操作。如在710处可以看到的，chireix组合器的分流元件可以有效地通过使用不同长度的传输线来表示。
参照图8a，图示了应用于组合器输入的两个电压信号的典型相位与输入信号幅度的关系。对于这些信号，图8b图示了在组合器的输入处看到的负载变化，该负载变化典型地在将史密斯圆图归一化到50ohm的情况下被呈现给功率放大器。图7的组合器的理想效率与输入幅度的关系被描绘在以上讨论的图2中。效率从峰值幅度到回退第二峰值效率点保持在高水平处，并且随着输入幅度减小而迅速减小。
图7中的组合器可以配置为信号分离器，如以上所讨论的。组合器可以反转，输出可以连接到信号源，并且输入可以连接到具有适当负载变化的功率放大器输入。图9图示了根据本文所讨论的各种方面的两个示例异相信号分离器900和910。应用于信号分离器的输出的负载变化与图8b的组合器的负载变化相同。要注意的是，连接在信号分离器中的v1和v2节点处的电抗元件可以在不同于如在900处示出的组合器的两个节点之间切换。传输线长度差异也在910中相反。否则，分流电抗元件和传输线长度在负载针对相同操作被复共轭时可以保持相同。
参照图10，示出在信号分离器的输出处适当负载变化的情况下的节点v1和v2处的分离信号相位与源信号幅度的关系。在示例中，示出了在图9中在900处r0=70.7ω，b=0.007并且x=1/b，并且在图9中在910处r0=82.6ω，δl=31°，其中rs=50ω。这些参数可以在特定实施例中针对功率放大器的所设计的回退操作而被选择。zl1和zl2是chireix组合器的变化的负载。
尽管在图9和10中考虑的特定示例具有两个pa，但是本文所讨论的技术不需要限于两路异相放大器。可以在各种实施例中采用四路和n路异相分离器。然而，针对图3的常规异相放大器中的信号分离所要求的负载变化使用反并联二极管与并联电阻器来实现，如图4a中所示。那些二极管和电阻器消耗功率，从而导致较低增益和增加的复杂度。在本文所公开的各种实施例中，那些二极管和电阻器可以通过使用实际设备（例如，gan设备、ldmos设备等）的输入阻抗变化来移除。
参照图11，图示了使用gan设备来设计的示例功率放大器的电路图，该gan设备可以加载有2路异相组合器的变化的负载。作为可变负载的负载zl1和zl2模仿通过异相组合器呈现给功率放大器的负载变化，如图12中在1200处所图示的。功率放大器的输入阻抗是输出功率和负载的函数，为
图12图示了针对1210处的1200的两个不同负载变化情况（zl1，zl2）的输入阻抗变化。这些输入阻抗变化可以通过如图13中所示的适当阻抗变换器而被有效地变换成分离器的必要阻抗变化，图13图示了根据本文所讨论的各种方面的异相放大器的两个不同示例实施例，其中示例实施例在130处采用分流元件，和1310处的仅示例传输线实施例。输入匹配网络（imn）可以以各种方式实现，例如使用具有单个或多个区段的传输线或集总元件等实现。
如以上所讨论的，在各种方面中，可以采用多个偏置。如以上结合图2所讨论的，异相组合器的效率在低功率操作范围中快速降级。图3的系统尝试经由非线性阻抗变化使用二极管的通和断条件来解决该问题；然而，这导致增加的复杂度和功率消耗。在各种实施例中，至少一些pa可以具有与彼此不同的偏置以解决低功率效率问题。在具有两个pa的一个示例中，一个放大器可以被偏置为ab类模式pa，而另一个放大器可以被偏置用于c类操作模式。利用在各种实施例中的该变化偏置，特定功率放大器的增益可以变化并且可以通过使用诸如调节信号分离比、使用不同设备尺寸等之类的各种方法进行补偿。
参照图14，图示了具有1400处的各种栅极偏置（vg2）的基本漏极电流和1410处的低功率范围中的异相操作的对应功率附加效率恢复的图表。如可以在1400中看到的，可以经由选择栅极偏置来控制设备的接通时间。图表1410展示了在具有变化的偏置的异相操作条件中的低功率区处的功率附加效率（pae）恢复。由该栅极偏置调节导致的高功率区处的任何预计到的相位失配可以经由功率放大器输出匹配网络的相位漂移线的调谐进行补偿。此外，由栅极偏置调节导致的高功率区处的任何增益失配可以经由调节信号分离比、使用不同设备尺寸等进行补偿。
结合各种示例实施例执行模拟。使用如图15中所示的非线性模拟器，针对信号分离和异相操作模拟具有输入匹配网络的输入信号分离器。图15示出分离器（类似于1310的分离器）的传输线实现方式，其是所连接的输出功率组合器的反转。要注意的是，当用作分离器时，从组合器切换传输线长度。输入阻抗变化由输入匹配网络变换以提供负载变化用于信号分离。此外，两个路径具有用于偏置的分离栅极偏置（vg1=-3.0v，vg2=-3.8v）。
图16示出异相组合器的输入处的经模拟的负载变化，从而展示了当与图8b的理论负载变化相比时的适当异相操作。要注意的是，当c类偏置功率放大器在低功率操作处被关断时，从c类偏置放大器看到的阻抗从史密斯圆图离开，如可以在1600的曲线zl2中看到的。信号分离器的输出处的分离相位在1610中相对于输入幅度而被示出，从而示出在c类偏置放大器接通之后的异相信号分离。
参照图17，图示了比较常规固定负载功率放大器与根据本文所公开的各种方面的异相功率放大器之间的经模拟的pae的图表。异相放大器清楚地示出由于具有利用输入匹配网络和多个偏置实现的信号分离器的预期异相操作所致的回退处的改进的效率。尽管结合图15-17讨论的示例涉及仅传输线实现方式，但是采用分流元件的实施例类似地执行。
包括在摘要中所描述的内容的主题公开的所图示的实施例的以上描述，不旨在是详尽的，或将所公开的实施例限制到所公开的精确形式。虽然在本文中出于说明目的而描述了特定实施例和示例，但是被视为在这样的实施例和示例的范围内的各种修改是可能的，如相关领域技术人员可以认识到的。
在这方面，虽然已经结合各种实施例和对应附图描述了所公开的主题，但是在适用的情况下，要理解的是可以使用其它类似实施例或者可以对所描述的实施例做出修改和增加以用于执行所公开的主题的相同、类似、可替换或替代性的功能而不偏离所公开的主题。因此，所公开的主题不应当限于本文所描述的任何单个实施例，而是应当依照以下随附权利要求在宽度和范围方面进行解释。
特别地关于由以上描述的部件或结构（组件、设备、电路、系统等）执行的各种功能，用于描述这样的部件的术语（包括对“构件”的引用）旨在对应于（除非另行指示）执行所描述的部件的指定功能的任何部件或结构（例如，其在功能上等同），即使在结构上不等同于执行本文所说明的示例性实现方式中的功能的所公开的结构。此外，虽然可以关于若干实现方式中的仅一个公开了特定特征，但是这样的特征可以与其它实现方式的一个或多个其它特征组合，如对于任何给定或特定应用而言可能期望并且有利的。