多工器、发送装置以及接收装置的制作方法

本发明涉及多工器、发送装置以及接收装置。

背景技术：

对于近年来的便携式电话，要求用一个终端来应对多个频带以及多种无线方式，即，应对所谓的多频带化以及多模式化。为了应对此要求，在一个天线的正下方配置根据无线输送频率(频带)对高频信号进行分波的多工器。作为构成多工器的多个带通滤波器，可使用以通带内的低损耗性和通带附近的陡峭性为特征的弹性波滤波器。

在专利文献1公开了一种saw分波器，其中，通带不同的两个梯型saw滤波器与公共端子连接。在该saw分波器中，在天线与公共端子之间配置有由电感器和电容器构成的阻抗匹配电路。

此外，在专利文献2公开了一种在串联连接的电感器的连接节点与接地之间配置有声学谐振器的滤波器。根据该结构，通过由电感器与声学谐振器的电容构成的lc谐振电路形成陡峭性高的陷波滤波器。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2003-332885号公报

专利文献2：日本特开2004-104799号公报

在所使用的频带数少的多工器的情况下，像专利文献1记载的saw分波器那样，通过在天线元件与公共端子之间配置阻抗匹配电路，从而能够实现天线元件与各信号路径的阻抗匹配。

然而，所使用的频带数越多，越难以仅通过上述阻抗匹配电路来实现适合于多个滤波器元件中的每一个的阻抗匹配。与此相对地，可考虑除了上述阻抗匹配电路以外还对各滤波器元件单独附加电感器以及电容器等匹配元件。但是，在该情况下，有时会在多工器通带内意想不到地产生由像专利文献2记载的那样的lc谐振电路结构的陷波波形。其结果，难以确保多工器的通带的低损耗性。

技术实现要素：

发明要解决的课题

因此，本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于，提供一种降低了各滤波器元件的通带内的插入损耗的多工器、发送装置以及接收装置。

用于解决课题的技术方案

为了实现上述目的，本发明的一个方式涉及的多工器经由天线元件收发多个频带的高频信号，所述多工器具备：公共端子，在与所述天线元件的连接路径上连接有阻抗匹配元件；多个滤波器元件，具有互不相同的通带，分别经由所述公共端子与所述天线元件连接；以及电感元件，串联配置于所述多个滤波器元件中的从所述天线元件侧观察电容最大的第一滤波器元件与所述公共端子之间，由所述电感元件的电感分量和所述第一滤波器元件的电容分量构成的lc串联谐振电路的谐振频率比所述多个滤波器元件的通带中的任一个都低。

在多个滤波器元件集束于公共端子的多工器中，为了实现天线元件与多个滤波器元件的阻抗匹配，在多个滤波器元件中的一个滤波器元件与公共端子之间串联配置电感元件。由此，能够将上述一个滤波器元件的电感性阻抗与并联连接的其它滤波器元件的电容性阻抗设为复共轭的关系。因此，即使并联连接于天线元件的滤波器元件的数目增加，也能够实现天线元件与多个滤波器元件的高精度的阻抗匹配。此时，可设想如下情况，即，由于由上述电感元件和上述一个滤波器元件的电容产生的lc串联谐振，从而在其它滤波器元件的通带内产生陷波(衰减点)，使该通带的损耗增加。

与此相对地，根据上述结构，通过将由电感元件和该电感元件所连接的第一滤波器元件构成的lc串联谐振电路的谐振频率设定在比多工器的通带低的频率区域，从而能够特别改善多工器通带的低频端的损耗。

此外，为了实现上述目的，本发明的一个方式涉及的多工器经由天线元件收发多个频带的高频信号，所述多工器具备：公共端子，在与所述天线元件的连接路径上连接有阻抗匹配元件；多个滤波器元件，具有互不相同的通带，分别经由所述公共端子与所述天线元件连接；以及电感元件，串联配置于所述多个滤波器元件中的从所述天线元件侧观察电容最小的第二滤波器元件与所述公共端子之间，由所述电感元件的电感分量和所述第二滤波器元件的电容分量构成的lc串联谐振电路的谐振频率比所述多个滤波器元件的通带中的任一个都高。

根据上述结构，通过将由电感元件和该电感元件所连接的第二滤波器元件构成的lc串联谐振电路的谐振频率设定在比多工器的通带高的频率区域，从而能够特别改善多工器通带的高频端的损耗。

此外，可以是，所述多工器对5个以上的频带的高频信号进行收发，所述多个滤波器元件由5个以上的滤波器元件构成。

在像三工器、双重双工器那样的频带由4个系统以下构成的多工器的情况下，能够通过配置在天线元件与公共端子之间的阻抗匹配电路综合实现天线元件与多个滤波器元件的阻抗匹配。与此相对地，当频带为5个系统以上时，并联连接的5个以上的滤波器元件的合成阻抗为极端电容性，仅通过配置在天线元件与公共端子之间的阻抗匹配元件难以实现天线元件与多个滤波器元件中的每一个的阻抗匹配。

与此相对地，根据上述结构，即使频带数增加而使多工器的通带宽带化，由电感元件和滤波器元件构成的lc串联谐振电路的谐振频率也被设定在比多工器的通带低(或者高)的频率区域。由此，能够特别改善多工器通带的低频端(或者高频端)的损耗。

此外，可以是，所述多个滤波器元件分别是声表面波滤波器或者使用了baw(bulkacousticwave，体声波)的弹性波滤波器。

弹性波滤波器存在具有电容性阻抗的倾向，因此如下的阻抗匹配的方法是有效的，即，在多个滤波器元件中的一个滤波器元件与公共端子之间串联配置电感元件，并将该一个滤波器元件的电感性阻抗与并联连接的其它滤波器元件的电容性阻抗设为复共轭的关系。

此外，可以是，所述多个滤波器元件中的至少一个包括：串联谐振器，串联配置于所述公共端子与第一端子之间；以及并联谐振器，配置于从所述公共端子到所述第一端子的连接路径与基准端子之间。

包含梯型构造的弹性波滤波器的阻抗特别为电容性，因此如下的阻抗匹配的方法是有效的，即，在多个滤波器元件中的一个滤波器元件与公共端子之间串联配置电感元件，并将该一个滤波器元件的电感性阻抗与并联连接的其它滤波器元件的电容性阻抗设为复共轭的关系。

此外，可以是，还具备所述阻抗匹配元件。

由此，仅通过在本多工器连接天线元件就能够构成具有低损耗性的天线前端部，因此容易进行电路安装。

此外，本发明的一个方式涉及的发送装置经由天线元件发送多个频带的高频信号，所述发送装置具备：公共端子，在与所述天线元件的连接路径上连接有阻抗匹配元件；多个发送用滤波器元件，具有互不相同的通带，分别经由所述公共端子与所述天线元件连接；以及电感元件，串联配置于所述多个发送用滤波器元件中的从所述天线元件侧观察电容最大的第一滤波器元件与所述公共端子之间，由所述电感元件的电感分量和所述第一滤波器元件的电容分量构成的lc串联谐振电路的谐振频率比所述多个发送用滤波器元件的通带中的任一个都低。

此外，本发明的一个方式涉及的发送装置经由天线元件发送多个频带的高频信号，所述发送装置具备：公共端子，在与所述天线元件的连接路径上连接有阻抗匹配元件；多个发送用滤波器元件，具有互不相同的通带，分别经由所述公共端子与所述天线元件连接；以及电感元件，串联配置于所述多个发送用滤波器元件中的从所述天线元件侧观察电容最小的第二滤波器元件与所述公共端子之间，由所述电感元件的电感分量和所述第二滤波器元件的电容分量构成的lc串联谐振电路的谐振频率比所述多个发送用滤波器元件的通带中的任一个都高。

此外，本发明的一个方式涉及的接收装置经由天线元件接收多个频带的高频信号，所述接收装置具备：公共端子，在与所述天线元件的连接路径上连接有阻抗匹配元件；多个接收用滤波器元件，具有互不相同的通带，分别经由所述公共端子与所述天线元件连接；以及电感元件，串联配置于所述多个接收用滤波器元件中的从所述天线元件侧观察电容最大的第一滤波器元件与所述公共端子之间，由所述电感元件的电感分量和所述第一滤波器元件的电容分量构成的lc串联谐振电路的谐振频率比所述多个接收用滤波器元件的通带中的任一个都低。

此外，本发明的一个方式涉及的接收装置经由天线元件接收多个频带的高频信号，所述接收装置具备：公共端子，在与所述天线元件的连接路径上连接有阻抗匹配元件；多个接收用滤波器元件，具有互不相同的通带，分别经由所述公共端子与所述天线元件连接；以及电感元件，串联配置于所述多个接收用滤波器元件中的从所述天线元件侧观察电容最小的第二滤波器元件与所述公共端子之间，由所述电感元件的电感分量和所述第二滤波器元件的电容分量构成的lc串联谐振电路的谐振频率比所述多个接收用滤波器元件的通带中的任一个都高。

发明效果

根据本发明涉及的多工器、发送装置以及接收装置，即使应应对的频带数目增加，也能够降低各滤波器元件的通带内的插入损耗。

附图说明

图1是实施方式涉及的多工器的电路结构图。

图2是示意性地表示实施方式涉及的声表面波滤波器的谐振器的俯视图以及剖视图。

图3a是实施方式涉及的band1的发送用滤波器的电路结构图。

图3b是实施方式涉及的band1的接收用滤波器的电路结构图。

图3c是实施方式涉及的band3的发送用滤波器的电路结构图。

图3d是实施方式涉及的band3的接收用滤波器的电路结构图。

图3e是实施方式涉及的band40的收发用滤波器的电路结构图。

图4是表示实施方式涉及的纵向耦合型的声表面波滤波器的电极结构的概略俯视图。

图5是表示由电感器元件和滤波器元件构成的lc串联谐振电路的图。

图6是实施方式涉及的band1的发送用滤波器的电容等效电路图。

图7a是表示实施方式涉及的多工器的通过特性的曲线图。

图7b是表示实施方式涉及的多工器的电容等效电路的频率特性的曲线图。

图8a是表示使电感元件的电感值增加的情况下的实施方式涉及的多工器的通过特性的变化的曲线图。

图8b是表示使电感元件的电感值减小的情况下的实施方式涉及的多工器的通过特性的变化的曲线图。

图9a是表示使电感元件的电感值增加的情况下的band1的滤波器元件的通过特性的曲线图。

图9b是表示使电感元件的电感值减小的情况下的band1的滤波器元件的通过特性的曲线图。

图10a是表示使电感元件的电感值增加的情况下的band3的滤波器元件的通过特性的曲线图。

图10b是表示使电感元件的电感值减小的情况下的band3的滤波器元件的通过特性的曲线图。

图11a是表示使电感元件的电感值增加的情况下的band40的滤波器元件的通过特性的曲线图。

图11b是表示使电感元件的电感值减小的情况下的band40的滤波器元件的通过特性的曲线图。

图中，1：多工器，4：天线元件，10、30：发送输入端子，11、13：发送用滤波器，11a、11b、54：idt电极，12、14：接收用滤波器，15：收发用滤波器，20、40：接收输出端子，21、31：电感元件，50：输入输出端子，60：公共端子，101、102、103、104、201、202、301、302、303、401、402、404、501、502、503、504、505：串联谐振器，110a、110b：电极指，111a、111b：汇流条电极，151、152、153、154、251、351、352、353、451、452、551、552、553、554：并联谐振器，203、403：纵向耦合型滤波器部，411、412、413、414、415、416、417、418、419：idt，420、421：反射器，430：输入端口，440：输出端口，510：压电基板，541：粘附层，542：主电极层，550：保护层。

具体实施方式

以下，使用附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，以下说明的实施方式均示出概括性的或者具体的例子。在以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不是限定本发明。在以下的实施方式中的构成要素之中，关于独立权利要求未记载的构成要素，作为任意的构成要素而进行说明。此外，附图所示的构成要素的大小或者大小之比不一定严谨。

[1.多工器的基本结构]

在本实施方式中，对应用于td-lte(timedivisionlongtermevolution，时分长期演进技术)标准的band1(发送通带：1920-1980mhz，接收通带：2110-2170mhz)、band3(发送通带：1710-1785mhz，接收通带：1805-1880mhz)以及band40(通带：2300-2400mhz)的五工器进行例示。

本实施方式涉及的多工器1是band1用双工器、band3用双工器、以及band40用滤波器通过公共端子60进行集束的五工器。

图1是实施方式涉及的多工器1的电路结构图。如图1所示，多工器1具备发送用滤波器11和13、接收用滤波器12和14、收发用滤波器15、电感元件21、公共端子60、发送输入端子10和30、接收输出端子20和40、以及输入输出端子50。此外，多工器1经由与公共端子60以及天线元件4串联连接的电感元件31(阻抗匹配元件)与天线元件4连接。

发送用滤波器11是如下的非平衡输入-非平衡输出型的带通滤波器，即，经由发送输入端子10输入在发送电路(rfic等)中生成的发送信号，以band1的发送通带(1920-1980mhz)进行滤波并输出到公共端子60。此外，在发送用滤波器11与公共端子60之间，串联连接有电感元件21。

接收用滤波器12是如下的非平衡输入-非平衡输出型的带通滤波器，即，输入从公共端子60输入的接收信号，以band1的接收通带(2110-2170mhz)进行滤波并输出到接收输出端子20。

发送用滤波器13是如下的非平衡输入-非平衡输出型的带通滤波器，即，经由发送输入端子30输入在发送电路(rfic等)中生成的发送信号，以band3的发送通带(1710-1785mhz)进行滤波并输出到公共端子60。

接收用滤波器14是如下的非平衡输入-非平衡输出型的带通滤波器，即，输入从公共端子60输入的接收信号，以band3的接收通带(1805-1880mhz)进行滤波并输出到接收输出端子40。

收发用滤波器15是如下的非平衡输入-非平衡输出型的带通滤波器，即，输入从公共端子60输入的接收信号，此外，经由发送输入端子10输入在发送电路(rfic等)中生成的发送信号，以band40的通带(2300-2400mhz)进行滤波并输出到接收输出端子40或者公共端子60。

发送用滤波器13、接收用滤波器12和14、以及收发用滤波器15直接与公共端子60连接。

在本实施方式中，发送用滤波器11和13、接收用滤波器12和14、以及收发用滤波器15由声表面波滤波器构成。

[2.声表面波谐振器的构造]

在此，对构成发送用滤波器11和13、接收用滤波器12和14、收发用滤波器15的声表面波谐振器的构造进行说明。

图2是示意性地表示实施方式涉及的声表面波滤波器的谐振器的俯视图以及剖视图的一个例子。在图2例示了表示构成上述5个滤波器的多个谐振器中的、发送用滤波器11的串联谐振器101的构造的平面示意图以及剖面示意图。另外，图2所示的串联谐振器是用于说明上述多个谐振器的典型构造的谐振器，构成电极的电极指的个数、长度等不限定于此。

上述5个滤波器的各谐振器由压电基板510以及具有梳形形状的idt(interdigitaltransducer，叉指换能器)电极11a和11b构成。

如图2的俯视图所示，在压电基板510上形成有彼此对置的一对idt电极11a和11b。idt电极11a由彼此平行的多个电极指110a和连接多个电极指110a的汇流条电极111a构成。此外，idt电极11b由彼此平行的多个电极指110b和连接多个电极指110b的汇流条电极111b构成。

此外，如图2的剖视图所示，由多个电极指110a和110b、以及汇流条电极111a和111b构成的idt电极54具有粘附层541与主电极层542的层叠构造。

粘附层541是用于提高压电基板510与主电极层542的粘附性的层，作为材料，例如可使用ti。粘附层541的膜厚例如是12nm。

作为主电极层542的材料，例如可使用含有1％的cu的a1。主电极层542的膜厚例如是162nm。

保护层550形成为覆盖idt电极11a和11b。保护层550是以保护主电极层542不受外部环境影响、调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的膜。

另外，构成粘附层541、主电极层542以及保护层550的材料不限定于上述的材料。进而，idt电极54也可以不是上述层叠构造。idt电极54例如可以由ti、al、cu、pt、au、ag、pd等金属或者合金构成，此外，也可以由多个层叠体构成，层叠体由上述的金属或合金构成。此外，也可以不形成保护层550。

压电基板510例如由以给定的切割角切断的钽酸锂单晶或者陶瓷构成，在该单晶或者陶瓷中，声表面波在给定的方向上传播。

在此，对idt电极的设计参数进行说明。声表面波谐振器的波长由图2的中段所示的、构成idt电极11a和11b的多个电极指110a和110b的重复间距λ规定。此外，如图2的上段所示，idt电极的交叉宽度l是指，idt电极11a的电极指110a与idt电极11b的电极指110b重叠的电极指长度。此外，对数是指，多个电极指110a或者110b的个数。

另外，构成本发明涉及的多工器1的各声表面波滤波器的构造不限定于图2记载的构造。例如，idt电极54也可以不是金属膜的层叠构造，而是单层的金属膜。

[3.各滤波器的电路结构]

图3a是实施方式涉及的band1的发送用滤波器11的电路结构图。如图3a所示，发送用滤波器11具备串联谐振器101～104和并联谐振器151～154。此外，在发送用滤波器11与公共端子60之间串联连接有阻抗匹配用的电感元件21。

串联谐振器101～104彼此串联地连接在发送输入端子10(第一端子)与公共端子60之间。此外，并联谐振器151～154彼此并联地连接在发送输入端子10、串联谐振器101～104以及电感元件21的各连接点与基准端子(接地)之间。通过串联谐振器101～104以及并联谐振器151～154的上述连接结构，发送用滤波器11构成梯型的带通滤波器。

图3c是实施方式涉及的band3的发送用滤波器13的电路结构图。如图3c所示，发送用滤波器13具备串联谐振器301～303和并联谐振器351～353。

串联谐振器301～303彼此串联地连接在发送输入端子30(第一端子)与公共端子60之间。此外，并联谐振器351～353彼此并联地连接在发送输入端子30、串联谐振器301～303以及公共端子60的各连接点与基准端子(接地)之间。通过串联谐振器301～303以及并联谐振器351～353的上述连接结构，发送用滤波器13构成梯型的带通滤波器。

图3e是实施方式涉及的band40的收发用滤波器15的电路结构图。如图3e所示，收发用滤波器15具备串联谐振器501～505和并联谐振器551～554。

串联谐振器501～505彼此串联地连接在输入输出端子50(第一端子)与公共端子60之间。此外，并联谐振器551～554彼此并联地连接在输入输出端子50、串联谐振器501～505以及公共端子60的各连接点与基准端子(接地)之间。通过串联谐振器501～505以及并联谐振器551～554的上述连接结构，收发用滤波器15构成梯型的带通滤波器。

图3b是实施方式涉及的band1的接收用滤波器12的电路结构图。如图3b所示，接收用滤波器12包括纵向耦合型的声表面波滤波器部。更具体地，接收用滤波器12具备纵向耦合型滤波器部203、串联谐振器201和202、以及并联谐振器251。串联谐振器201和202以及并联谐振器251构成梯型滤波器部。

图3d是实施方式涉及的band3的接收用滤波器14的电路结构图。如图3d所示，接收用滤波器14包括纵向耦合型的声表面波滤波器部。更具体地，接收用滤波器14具备纵向耦合型滤波器部403、串联谐振器401、402和404、以及并联谐振器451和452。串联谐振器401、402和404以及并联谐振器451和452构成梯型滤波器部。

图4是表示实施方式涉及的纵向耦合型滤波器部403的电极结构的概略俯视图。如图4所示，纵向耦合型滤波器部403具备idt411～419、反射器420和421、输入端口430、以及输出端口440。

idt411～419分别由彼此对置的一对idt电极结构。idt414和416配置为夹着idt415，idt413和417配置为夹着idt414～416。此外，idt412和418配置为夹着idt413～417，idt411和419配置为夹着idt412～418。反射器420和421配置为夹着idt411～419。此外，idt411、413、415、417以及419并联连接在输入端口430与基准端子(接地)之间，idt412、414、416以及418并联连接在输出端口440与基准端子之间。

另外，纵向耦合型滤波器部203的电极结构与构成接收用滤波器14的纵向耦合型滤波器部403相比，除idt的配置数目以外的电极结构相同，因此省略说明。

另外，本实施方式涉及的多工器1具备的声表面波滤波器中的谐振器以及电路元件的配置结构不限定于发送用滤波器11和13、接收用滤波器12和14、以及收发用滤波器15的配置结构。上述声表面波滤波器中的谐振器以及电路元件的配置结构根据各频带(band)中的通过特性的要求指标而不同。所谓上述配置结构，例如是指串联谐振器以及并联谐振器的配置数目，此外，还指梯型以及纵向耦合型等滤波器结构的选择。

此外，也可以在并联谐振器与基准端子之间插入衰减极形成用的电感元件。此外，连接并联谐振器的基准端子可以公共化，也可以分离。

[4.多工器的主要结构]

本实施方式涉及的多工器1的主要特征在于，(1)在上述5个滤波器元件中的从天线元件4侧观察电容最大的发送用滤波器11与公共端子60之间串联配置有电感元件21，(2)由电感元件21的电感分量和发送用滤波器11的电容分量构成的lc串联谐振电路的谐振频率比上述5个滤波器元件的通带中的任一个都低。

根据具有上述主要特征的多工器1，即使应应对的频带数增加，也能够降低构成它们的各滤波器的通带内的插入损耗。

在所使用的频带数少的情况下，即，在集束于天线元件的信号路径的数目少的多工器的情况下，通过在天线元件4与公共端子60之间配置由电感器和电容器构成的阻抗匹配电路，从而能够实现天线元件4与各信号路径的阻抗匹配。

然而，所使用的频带数越多，越难以仅通过配置在天线元件4与公共端子60之间的阻抗匹配电路实现适合于多个滤波器元件中的每一个的阻抗匹配。

与此相对地，可考虑除了上述阻抗匹配电路以外还对各滤波器元件单独附加电感器以及电容器等匹配元件。

例如，在像本实施方式涉及的5个saw滤波器元件那样具有电容性的阻抗特性的情况下，可举出在一个滤波器元件与公共端子60之间串联配置电感元件的结构。由此，能够将从天线元件4侧观察的上述一个滤波器元件的电感性阻抗与并联连接于公共端子60的其它滤波器元件的电容性阻抗设为复共轭的关系。因此，即使在并联连接于天线元件的滤波器元件的数目增加而使并联连接于公共端子60的其它滤波器元件的合成阻抗的电容性增大的情况下，也能够实现天线元件与多个滤波器元件的高精度的阻抗匹配。构成本实施方式涉及的多工器1的各滤波器元件包括由串联谐振器和并联谐振器构成的梯型构造。包括梯型构造的弹性波滤波器的阻抗尤其为电容性，因此如下的阻抗匹配的方法是有效的，即，在多个滤波器元件中的一个滤波器元件与公共端子之间串联配置电感元件，并将该一个滤波器元件的电感性阻抗与并联连接的其它滤波器元件的电容性阻抗设为复共轭的关系。

然而，在采用在上述一个滤波器元件与公共端子之间串联配置电感元件的结构的情况下，会产生如下的问题。

图5是表示由电感器元件和滤波器元件构成的lc串联谐振电路的图。如图5所示，例如，在发送用滤波器11与公共端子60之间串联连接有电感元件21的情况下，在从公共端子60到接地(基准)端子的路径上，会由于电感元件21的电感分量(l)和发送用滤波器11的电容分量(c)而产生lc串联谐振。该lc串联谐振的谐振频率fr可表示为以下的式1。

[数学式1]

在多工器的情况下，各滤波器元件通过公共端子60进行连接，因此成为在各滤波器元件中附加了具有谐振频率fr的陷波滤波器的结构。在该情况下，在各滤波器元件的通带内存在谐振频率fr的情况下，该通带内的插入损耗会由于陷波而变差。

多工器的使用频带(band)的数目越多，合成了各频带的通带的多工器的通带就越宽带化。多工器的通带越宽带化，lc串联谐振的谐振频率fr就越有可能存在于该通带内，由此，使多工器的通带的损耗增加。

与此相对地，在本实施方式涉及的多工器1中，使由电感元件21和从天线元件4侧观察电容最大的发送用滤波器11形成的lc串联谐振导致的陷波(衰减点)产生在多工器1的通带的低频侧，从而降低多工器1的通带的损耗。

以下，对基于多工器1的结构的作用效果进行说明。

在本实施方式涉及的多工器1中，在集束于公共端子60的多个滤波器元件中的从天线元件4侧观察的电容最大的发送用滤波器11与公共端子60之间，串联连接有电感元件21。在此，为了比较集束于公共端子60的多个滤波器元件的电容值，对各滤波器元件的电容值的计算方法进行说明。

图6是实施方式涉及的发送用滤波器11的电容等效电路图。在图6示出了band1的发送用滤波器11的电路结构(上段)以及将谐振器视为电容的情况下的等效电路(下段)。因为本实施方式涉及的滤波器元件由声表面波谐振器构成，所以能够将各谐振器视为电容。

关于发送用滤波器13、接收用滤波器12和14、以及收发用滤波器15，也能够与图6所示的发送用滤波器11同样地设定电容等效电路。通过这样设定的电容等效电路，可计算出从天线元件4侧观察的情况下的各滤波器元件的电容值。

在表1表示发送用滤波器11和13、接收用滤波器12和14、以及收发用滤波器15的等效电容的计算结果。

[表1]

根据表1，从天线元件4侧观察的情况下的滤波器电容最大的是发送用滤波器11。根据该结果，将电感元件21串联连接在公共端子60与发送用滤波器11之间。

根据式1，滤波器电容越大，陷波(衰减极)的谐振频率fr越低。因此，通过将电感元件21与滤波器电容最大的滤波器元件串联连接，从而能够使陷波(衰减极)的谐振频率fr产生在最低频侧，因此能够使陷波(衰减极)产生在多工器1的通带的低频侧。

图7a是表示实施方式涉及的多工器1的通过特性的曲线图。在图7a示出了公共端子60与发送输入端子10之间的band1的发送用滤波器11的通过特性(实线)、公共端子60与接收输出端子20之间的band1的接收用滤波器12的通过特性(粗虚线)、公共端子60与发送输入端子30之间的band3的发送用滤波器13的通过特性(细虚线)、公共端子60与接收输出端子40之间的band3的接收用滤波器14的通过特性(单点划线)、以及公共端子60与输入输出端子50之间的band40的收发用滤波器15的通过特性(双点划线)。在此，电感元件21的电感值设定为5.6nh。

如图7a的曲线图所示，可知5个滤波器元件的通带内的插入损耗良好。认为这是因为，陷波(衰减极)并未产生在5个滤波器元件的通带内，而是产生在该通带的低频侧。

图7b是表示实施方式涉及的多工器1的电容等效电路的频率特性的曲线图。在图7b示出了各滤波器元件的电容等效电路的频率特性的仿真结果。除了band1的发送用滤波器11的电容等效电路的频率特性以外，在各频率特性均可观察到陷波(衰减极)。在图7b的曲线图中观察到的陷波(衰减极)的频率与在图7a的曲线图中观察到的陷波(衰减极)的频率大致一致，因此能够判断在图7a的曲线图中观察到的陷波(衰减极)是由电感元件21与发送用滤波器11的lc串联谐振电路产生的。

图8a是表示使电感元件的电感值增加的情况下的多工器1的通过特性的变化的曲线图。在图8a中，与图7a同样地示出了5个滤波器元件的通过特性，并且示出了使电感元件21的电感值增加的情况下(9.6nh)的通过特性(粗线)。此外，为了清楚地识别各滤波器元件的通过特性，将各频带的滤波器通过特性示于图9a、图10a以及图11a。

图9a是表示使电感元件的电感值增加的情况下的band1的滤波器元件的通过特性的曲线图。图10a是表示使电感元件的电感值增加的情况下的band3的滤波器元件的通过特性的曲线图。图11a是表示使电感元件的电感值增加的情况下的band40的滤波器元件的通过特性的曲线图。

通过使电感元件21的电感值从5.6nh增加至9.6nh，从而由式1规定的谐振频率fr向更低频侧移动。由此可知，如图8a的下段曲线图所示，发送用滤波器11以外的4个滤波器的插入损耗得到改善。这是由以下原因造成的，即，通过将产生陷波(衰减极)的谐振频率fr设定在更低频侧，从而在band1的发送信号路径中产生的信号泄漏减小。

图8b是表示使电感元件的电感值减小的情况下的多工器的通过特性的变化的曲线图。图8b中，与图7a同样地示出了5个滤波器元件的通过特性，并且示出了使电感元件21的电感值减小的情况下(1.6nh)的通过特性(粗线)。此外，为了清楚地识别各滤波器元件的通过特性，将各频带的滤波器通过特性示于图9b、图10b以及图11b。

图9b是表示使电感元件的电感值减小的情况下的band1的滤波器元件的通过特性的曲线图。图10b是表示使电感元件的电感值减小的情况下的band3的滤波器元件的通过特性的曲线图。图11b是表示使电感元件的电感值减小的情况下的band40的滤波器元件的通过特性的曲线图。

通过使电感元件21的电感值从5.6nh减小至1.6nh，从而由式1规定的谐振频率fr向更高频侧移动。由此可知，如图8b的下段曲线图所示，除发送用滤波器11以外的4个滤波器的插入损耗均变差。这是由以下原因造成的，即，产生陷波(衰减极)的谐振频率fr朝向多工器的通带内向高频侧移动，从而在band1的发送信号路径中产生的信号泄漏增大。

另外，在图8a和图8b中示出的电感元件21的电感值并不是仅根据使陷波(衰减极)的谐振频率fr移动而决定的值，也会影响其它频带通过特性的调整，因此不能单纯地仅以调整谐振频率fr为目的来变更该电感值。从该观点出发，对于确保多工器1的低损耗性而言，为了将谐振频率fr设定得低而在多工器1中将电感元件21配置在电容最大的滤波器与公共端子60之间的结构是必须的。

另外，虽然在本实施方式中以五工器为例对使lc串联谐振电路的谐振频率fr产生在多工器1的通带的低频侧的结构进行了说明，但是本发明涉及的多工器也可以具有使lc串联谐振电路的谐振频率fr产生在多工器1的通带的高频侧的结构。

即，也可以是经由天线元件4收发多个频带的高频信号的多工器，其特征在于，具备：公共端子60，在与天线元件4的连接路径上连接有阻抗匹配元件；多个滤波器元件，具有互不相同的通带，分别经由公共端子60与天线元件4连接；以及电感元件，串联配置于该多个滤波器元件中的从天线元件4侧观察电容最小的第二滤波器元件与公共端子60之间，由该电感元件的电感分量和第二滤波器元件的电容分量构成的lc串联谐振电路的谐振频率比上述多个滤波器元件的通带中的任一个都高。

根据该结构，能够将由电感元件和该电感元件所连接的第二滤波器元件构成的lc串联谐振电路的谐振频率fr设定在比多工器的通带高的频率区域。由此，能够特别改善多工器通带的高频端的损耗。

[5.总结]

以上，与以往的多工器相比，本实施方式涉及的多工器1的特征在于，(1)在多个滤波器元件中的从天线元件侧观察电容最大的第一滤波器元件与公共端子之间串联配置有电感元件，(2)由电感元件的电感分量和第一滤波器元件的电容分量构成的lc串联谐振电路的谐振频率fr比上述多个滤波器元件的通带中的任一个都低。

在所使用的频带数少的多工器的情况下，通过在天线元件与公共端子之间配置阻抗匹配电路，从而能够实现天线元件与各信号路径的阻抗匹配。然而，所使用的频带数越多，越难以实现天线元件与多个滤波器元件中的每一个的阻抗匹配。

与此相对地，可举出在一个滤波器元件与公共端子之间串联连接有电感元件的结构。由此，能够将从天线元件侧观察的上述一个滤波器元件的电感性阻抗与并联连接于公共端子的其它滤波器元件的电容性阻抗设为复共轭的关系。因此，即使在并联连接于天线元件的滤波器元件的数目增加而使上述电容性阻抗增大的情况下，也能够实现天线元件与多个滤波器元件的高精度的阻抗匹配。

然而，在成为在上述一个滤波器元件与公共端子之间并联连接有电感元件的结构的情况下，会由于电感元件的电感分量和第一滤波器元件的电容分量(c)而产生lc串联谐振。在该lc串联谐振的谐振频率fr存在于各滤波器元件的通带内的情况下，该通带内的插入损耗会由于由谐振频率fr规定的陷波(衰减极)而变差。

与此相对地，在本实施方式涉及的多工器1中，使由电感元件和从天线元件侧观察电容最大的第一滤波器元件形成的lc串联谐振导致的陷波(衰减点)产生在多工器1的通带外(低频侧)，从而降低多工器1的通带的损耗。即，根据具有上述主要特征(1)和(2)的多工器1，即使应应对的频带数增加，也能够降低构成它们的各滤波器的通带内的插入损耗。

(其它实施方式等)

以上，举出上述实施方式对本发明涉及的多工器进行了说明，但是本发明的多工器不限定于上述实施方式。将上述实施方式中的任意的构成要素进行组合而实现的其它实施方式、在不脱离本发明的主旨的范围内对上述实施方式实施本领域技术人员可想到的各种变形而得到的变形例、内置有本公开的多工器的各种设备也包含于本发明。

例如，虽然在实施方式中例示了具有5个频带的五工器，但是本发明涉及的多工器的特征性结构也可应用于具有两个以上的频带的多工器。即，可应用于双工器、同向双工器、三工器以及四工器等具有2～4个频带的多工器，进而可应用于具有6个以上的频带的多工器。另外，所使用的频带数越多，即，具有不同通带的滤波器元件的数目越多，应用本发明涉及的多工器的特征性结构的效果越大。

此外，虽然在上述实施方式中例示了承担发送和接收这两者的多工器，但是也可应用于仅承担发送的具有多个频带的发送装置以及仅承担接收的具有多个频带的接收装置。即使在该情况下，只要是具有上述实施方式的特征性结构的发送装置或者接收装置，就可实现与本实施方式涉及的多工器1相同的效果。

此外，本实施方式涉及的多工器1也可以进一步具备串联连接在天线元件4与公共端子60之间的电感元件31。例如，本实施方式涉及的多工器1也可以具有在高频基板上安装有具有不同的通带的多个滤波器元件、以及芯片状的电感元件21和31的结构。

由此，仅通过在本多工器连接天线元件4就能够构成具有低损耗性的天线前端部，因此容易进行电路安装。

此外，电感元件21和31例如可以是芯片电感器，此外，也可以是由高频基板的导体图案形成的电感元件。

此外，本发明涉及的多工器1不限于像上述实施方式那样的具有band1+band3+band40的组合的多工器，频带的组合是任意的。

此外，构成声表面波滤波器的压电基板510也可以是依次层叠了高声速支承基板、低声速膜、压电膜的层叠构造。压电膜例如由litao3压电单晶或者压电陶瓷构成。压电膜例如厚度为600nm。高声速支承基板是支承低声速膜、压电膜以及idt电极54的基板。高声速支承基板进一步是高声速支承基板中的体波的声速与在压电膜中传播的表面波、边界波这些弹性波相比为高速的基板，起到将声表面波限制在层叠有压电膜和低声速膜的部分而使得不会泄漏到高声速支承基板的下方的作用。高声速支承基板例如是硅基板，厚度例如为200μm。低声速膜是低声速膜中的体波的声速与在压电膜中传播的体波相比为低速的膜，配置在压电膜与高声速支承基板之间。通过该构造和弹性波本质上能量集中于低声速的介质这样的性质，可抑制声表面波能量向idt电极外泄漏。低声速膜例如是以二氧化硅为主成分的膜，厚度例如为670nm。根据该层叠构造，与使用单层的压电基板510的构造相比，能够大幅提高谐振频率以及反谐振频率的q值。即，能够构成q值高的声表面波谐振器，因此能够使用该声表面波谐振器构成插入损耗小的滤波器。

此外，存在在发送用滤波器11的公共端子60侧连接电感元件21的情况等，为了实现多个声表面波滤波器之间的阻抗匹配而附加电感元件、电容元件等电路元件的情况。由此，可设想各谐振器的q值等效减小的情况。然而，即使在这样的情况下，通过压电基板的上述层叠构造，也能够将各谐振器的q值维持为高值。因此，能够形成具有频带内的低损耗性的声表面波滤波器。

另外，高声速支承基板也可以具有层叠了支承基板和高声速膜的结构，在该高声速膜中传播的体波的声速与在压电膜中传播的表面波、边界波这些弹性波相比为高速。在该情况下，支承基板能够使用蓝宝石、钽酸锂、铌酸锂、水晶等压电体；氧化铝、氧化镁、氮化硅、氮化铝、碳化硅、氧化锆、堇青石、多铝红柱石、块滑石、镁橄榄石等各种陶瓷；玻璃等电介质或者硅、氮化镓等半导体；以及树脂基板等。此外，高声速膜能够使用氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、氮氧化硅、dlc膜或者金刚石、以上述材料为主成分的介质、以上述材料的混合物为主成分的介质等各种高声速材料。

此外，在上述实施方式中，作为构成多工器、发送装置以及接收装置的发送用滤波器、接收用滤波器以及收发用滤波器，例示了具有idt电极的声表面波滤波器。然而，构成本发明涉及的多工器、发送装置以及接收装置的各滤波器也可以是由串联谐振器以及并联谐振器构成的使用了声边界波、baw(bulkacousticwave，体声波)的弹性波滤波器。弹性波滤波器存在具有电容性阻抗的倾向，因此如下的阻抗匹配的方法是有效的，即，在多个滤波器元件中的一个滤波器元件与公共端子之间串联配置电感元件，并将该一个滤波器元件的电感性阻抗与并联连接的其它滤波器元件的电容性阻抗设为复共轭的关系。因此，可实现与上述实施方式涉及的多工器、发送装置以及接收装置所具有的效果相同的效果。

产业上的可利用性

本发明作为能够应用于多频带化以及多模式化的频率标准的低损耗的多工器、发送装置以及接收装置，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。