【技术领域】
本发明属于射频天线技术领域，尤其涉及一种宽频带正交信号产生装置。
背景技术：
无线通信系统发展非常迅速，得到了广泛的应用。第五代移动通信系统正在进入商用，相关的技术已经得到了广泛而深入的研究。其中，在收发信机结构设计上基本没有显著的变化。其收发信机结构主要方法有：超外差收发信机、零中频收发信机、数字中频收发信机等几类。对于用户终端接收机而言，由于其数量庞大，价格敏感，目前普遍的设计方法是尽量简化用户终端接收机设计，同时可以适当的增加基站的复杂度。从而，对于用户终端而言，往往采用结构简化的零中频接收机。零中频接收机需要两路本机振荡器，一路为同相分量i，一路为正交分量q，其相位差为90度。其同相分量i与正交分量q的相位差的准确性将严重影响通信质量及接收机的性能指标。
现有的正交信号发生器，分为如下几类。
基于dds的正交信号发生器，dds产生的正交信号其相位差异非常小，通常小于0.1度，频率低的时候甚至小于0.02度，性能非常优异。但是，采用dds产生正交信号有着几大缺点：i)目前主流的dds商用产品其最高可用频率在1.4ghz左右，如analog公司的ad9914芯片；ii)dds芯片的功耗普遍较高且与工作频率及精度成正比，如ad9914芯片其功耗平均约2.2w，大大超出了移动终端的承受能力；iii)dds芯片的成本居高不下，如ad9914芯片的价格的参考价格为135美元/片。基于如上几点，dds芯片目前不太可能应用到价格敏感的消费类移动终端设备中。
基于数字分频的正交信号发生器，本机振荡器产生的信号分成两路，一路经过一个d触发器，另外一路先经过反相器后，再进入到另外一个d触发器。则两个d触发器输出的信号其相位差为90度。此种工作模式可以在很宽的频段内工作，目前得到了广泛的应用。但是，其最大的缺点是振荡器频率高了两倍。从而，大大提高了对工艺及器件的要求。
基于无源多相滤波器的设计，其基本原理如图2所示，可见，其有多级相同的节组成，要想提高该类型的正交信号发生器的带宽，需要不断增加节数(图2中为3节)。但是，随着节数的增加，对信号的衰减越大，需要额外增加放大器进行补偿。同时，衰减过大会导致信号相位噪声等指标变差而不实用。
技术实现要素：
本发明的目的是提供一种宽频带正交信号产生装置，以解决现有正交信号发生器准确性差、频带范围小、结构复杂的问题。
本发明采用以下技术方案：一种宽频带正交信号产生装置，包括可变相位rc单元、功率分配单元、相位差检测单元及调理电路单元，可变相位rc单元包括四个rc子单元；
其中，正向输入信号分别与第一rc子单元的电阻r1的一端、电容c12的一端、第二rc子单元的电阻r2的一端、电容c21的一端相连接；
负向输入信号分别与第三rc子单元的电阻r3的一端、电容c31的一端、第四rc子单元的电阻r4的一端、电容c41的一端相连接；
电阻r1的另一端分别与同相i支路功率分配单元的电阻r5的一端、r6的一端、第四rc子单元的电容c42的一端相连接；电阻r5的另一端为同相i支路的对外输出端；电阻r6的另一端连接至相位差检测单元的第一输入端；
电容c12的另一端分别连接分别与可变电容d1的一端、偏置电感l11的一端相连接；可变电容d1的另一端分别与电容c13的一端、偏置电感l12的一端连接；偏置电感l12的另一端接地；电容c13的另一端与电阻r2的另一端连接，且均与正交q支路功率分配单元的电阻r7的一端、电阻r8的一端相连接，电阻r8的另一端连接至相位差检测单元的第二输入端；
电容c21的另一端分别连接分别与可变电容d2的一端、偏置电感l21的一端相连接；可变电容d2的另一端分别与电容c22的一端、偏置电感l22的一端连接；偏置电感l22的另一端接地；电容c22的另一端连接至电阻r3的另一端；
电容c31的另一端分别连接分别与可变电容d3的一端、偏置电感l31的一端相连接；可变电容d3的另一端分别与电容c32的一端、偏置电感l32的一端连接；偏置电感l32的另一端接地；电容c32的另一端连接至电阻r4的另一端；
电容c41的另一端分别连接分别与可变电容d4的一端、偏置电感l41的一端相连接；可变电容d4的另一端分别与电容c42的另一端、偏置电感l42的一端连接；偏置电感l32的另一端接地；
偏置电感l11的另一端、偏置电感l21的另一端、偏置电感l31的另一端、偏置电感l41的另一端均连接至调理电路单元的控制端；
相位差检测单元的输出端与调理电路单元的输入端连接。
进一步地，电容c12、电容c13、电容c21、电容c22、电容c31、电容c32、电容c41、电容c42均为隔直电容，且电容值均相等；
可变电容d1、可变电容d2、可变电容d3、可变电容d4的电容值均相等；
电容c21的电容值≥可变电容d1的电容值*10。
进一步地，偏置电感l11、偏置电感l12、偏置电感l21、偏置电感l22、偏置电感l31、偏置电感l32、偏置电感l11、偏置电感l41、偏置电感l42的电抗均相等，且均大于500欧。
进一步地，电阻r5、电阻r6、电阻r7、电阻r8的阻抗均为50欧。
进一步地，调理电路单元用于将误差电压放大至0-30v，且其输出控制电压vctrl＝(vphase+-vphase-)-vm)*6，其中，vphase+、vphase-分别为电位差检测单元的输出电压，vm为预设的对应于90度相位差的电压值。
本发明的有益效果是：该装置采用单节rc多相滤波器即可覆盖0.2ghz-6ghz的频段，对正交输出信号采用鉴相器进行鉴相，得到相位差信号，将相位差信号经过调理后再加载到变容二极管上面(即功率分配单元)，实时进行调整，保证了正交信号的准确性。且本发明仅需要一节rc相位调整单元，引入的损耗较小，而不需要额外的放大单元进行补偿；所采用的实时调整环路使相位误差显著降低，可广泛应用到各类收发信机里面。
【附图说明】
图1为本发明宽频带正交信号发生装置框图；
图2为现有的基于无源多相滤波器的原理图；
图3为现有的无源多相滤波器示意图(ppn-a为第一级3节rc多相滤波器，ppn-b为第二级3节rc多相滤波器)；
图4为本发明中相位差检测单元的电路原理图；
图5为本发明中调理电路原理图；
图6为现有的3节rc多相滤波器(频率、相位、幅度特性)；
图7为本发明的单节rc滤波器(频率、相位、幅度特性)。
【具体实施方式】
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明公开了一种宽频带正交信号产生装置，如图1所示，包括可变相位rc单元(即为rc滤波器)、功率分配单元、相位差检测单元及调理电路单元，可变相位rc单元包括四个rc子单元。
第一rc子单元包括电阻r1、电容c12、电容c13、可变电容d1、偏置电感l11、偏置电感l12。第二rc子单元包括电阻r2、电容c21、电容c22、可变电容d2、偏置电感l21、偏置电感l22。第三rc子单元包括电阻r3、电容c31、电容c32、可变电容d3、偏置电感l31、偏置电感l32。第三rc子单元包括电阻r4、电容c41、电容c42、可变电容d4、偏置电感l41、偏置电感l42。功率分配单元包括同相i支路功率分配单元和正交q支路功率分配单元，同向i支路功率分配单元包括电阻r5、电阻r6，正交q支路功率分配单元电阻r7、电阻r8。
其中，正向输入信号分别与第一rc子单元的电阻r1的一端、电容c12的一端、第二rc子单元的电阻r2的一端、电容c21的一端相连接。
负向输入信号分别与第三rc子单元的电阻r3的一端、电容c31的一端、第四rc子单元的电阻r4的一端、电容c41的一端相连接。
电阻r1的另一端分别与同相i支路功率分配单元的电阻r5的一端、r6的一端、第四rc子单元的电容c42的一端相连接；电阻r5的另一端为同相i支路的对外输出端；电阻r6的另一端连接至相位差检测单元的第一输入端。
电容c12的另一端分别连接分别与可变电容d1的一端、偏置电感l11的一端相连接；可变电容d1的另一端分别与电容c13的一端、偏置电感l12的一端连接；偏置电感l12的另一端接地；电容c13的另一端与电阻r2的另一端连接，且均与正交q支路功率分配单元的电阻r7的一端、电阻r8的一端相连接，电阻r8的另一端连接至相位差检测单元的第二输入端。
电容c21的另一端分别连接分别与可变电容d2的一端、偏置电感l21的一端相连接；可变电容d2的另一端分别与电容c22的一端、偏置电感l22的一端连接；偏置电感l22的另一端接地；电容c22的另一端连接至电阻r3的另一端。
电容c31的另一端分别连接分别与可变电容d3的一端、偏置电感l31的一端相连接；可变电容d3的另一端分别与电容c32的一端、偏置电感l32的一端连接；偏置电感l32的另一端接地；电容c32的另一端连接至电阻r4的另一端。
电容c41的另一端分别连接分别与可变电容d4的一端、偏置电感l41的一端相连接；可变电容d4的另一端分别与电容c42的另一端、偏置电感l42的一端连接；偏置电感l32的另一端接地。
偏置电感l11的另一端、偏置电感l21的另一端、偏置电感l31的另一端、偏置电感l41的另一端均连接至调理电路的控制端。相位差检测单元的输出端与调理电路的输入端连接。
本实施例中，电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4均选为100欧，可变电容d1、可变电容d2、可变电容d3、可变电容d4型号均选为smv1265。
如图4所示，为相位差检测单元的实施图，其中，p1，p2分别为同相i支路及正交q支路信号输入端，图中vcc为+5v供电。相位差检测单元用于对正交输出信号采用鉴相器进行鉴相，得到相位差信号，并将相位差信号发送至变容二极管上面(即功率分配单元)。
如图5所示，是调理电路的具体实施图，完成相位差信号到变容二极管的控制电压的转换，将相位差信号经过调理后再加载到变容二极管上面(即功率分配单元)，实时进行调整，保证了正交信号的准确性。其中，vcc为+5v供电，vee为-5v供电。调理电路的放大误差电压至0-30v，且其输出控制电压vctrl＝(vphase+-vphase-)-vm)*6，其中，vphase+、vphase-分别为电位差检测单元的输出电压，vm为预设的对应于90度相位差的电压值。
其中，电容c12、电容c13、电容c21、电容c22、电容c31、电容c32、电容c41、电容c42均为隔直电容，且电容值均相等；可变电容d1、可变电容d2、可变电容d3、可变电容d4的电容值均相等；电容c21的电容值≥可变电容d1的电容值*10。
偏置电感l11、偏置电感l12、偏置电感l21、偏置电感l22、偏置电感l31、偏置电感l32、偏置电感l11、偏置电感l41、偏置电感l42的电抗均相等，且均大于500欧。电阻r5、电阻r6、电阻r7、电阻r8的阻抗均为50欧。
如图7所示，是本发明中由一节rc多相滤波器组成的正交信号发生装置的测试性能示意图，由图可知，同相i及正交q的输出图中其频率范围约为6ghz，其相位差约为0.4度。幅度误差非常小，可忽略不计。
如图3所示，为现有技术(文献1)中设计的二级3节rc多相滤波器组成的正交信号发生器的测试性能示意图，根据其进行测试可得出如图6所示的测试性能示意图，由图可见，其最大频率范围约为6ghz，相位误差约为1.3度，幅度误差非常小，可忽略不计。其中，文献1：yataopeng,lijunzhang,junfu,andyudongwang.analysisanddesignofabroadbandsigehbtimage-rejectmixerintegratingquadraturesignalgenerator.ieeetransactionsonmicrowavetheoryandtechniques.vol.(64),no.(3),mar,2016.。
其采用了两个3节多相滤波器级联，其中，第一级覆盖频率低端，第二级覆盖频率高端。为了弥补功率损耗，在每一级后面增加了放大器。采用这种设计，其频率覆盖了大约6ghz频段，相位误差约为1度，是目前采用此类方法性能最优的实现方案。然而，此方案一共采用了6节rc多相滤波器，且相位误差明显偏大，需要改进。
因此，对比图6与图7可见，本发明仅需要一节rc多相滤波器，通过变容二极管调整rc相移网络，其频率范围达到了现有技术中二级3节rc多相滤波器组成的正交信号发生器。同时，期相位误差也显著小于现有技术中的正交信号发生器。可见，本发明装置的有效性，可广泛应用到各类收发信机中。