张弛型振荡器、以及具备张弛型振荡器的无线设备的制作方法

本发明涉及张弛型振荡器。

背景技术

在图14中示出以往的张弛型振荡器的电路结构。由基准电压源101、电流源电路102和振荡电路104构成。

电流源电路102由可变电阻105、运算放大器106、以及pmos晶体管107和108构成，从基准电压源101供给基准电压vref以及从外部供给电源电压vdd。

在电流源电路102中，构成负反馈环路，以使通过运算放大器106和pmos晶体管107的工作向可变电阻105施加的电压总是与vref相等。由此，如果将可变电阻105的电阻值设为r101，则在可变电阻105中流动的电流i101为vref/r101，根据pmos晶体管107与pmos晶体管108的沟道宽度之比n101使电流i101为n101倍，生成电流源电路102的输出电流i11。

振荡电路104包括：开关113至116、可变电容119、可变电容120、比较器121、比较器123、以及由与非门125和与非门126构成的sr锁存电路。

通过切换开关113和115来进行可变电容119的充放电。通过切换开关114和116来进行可变电容120的充放电。

开关113至116被控制为：根据振荡输出129的信号clk和振荡输出130的信号clkb，开关113和114只要一个为接通状态则另一个为关断的状态，开关113和115只要一个为接通状态则另一个为关断的状态，开关114和116只要一个为接通状态则另一个为关断的状态。

关于比较器121的输出，在可变电容119的充电电压超过基准电压vref的情况下，输出为低电平，关于比较器123的输出，在可变电容120的充电电压超过基准电压vref的情况下，输出为低电平。

由与非门125和与非门126构成的sr锁存电路的振荡输出129和振荡输出130的状态只要一个为高电平则另一个为低电平，在比较器121的输出或比较器123的输出的任一个变为低电平的瞬间调换振荡输出129和振荡输出130的状态。

再有，基准电压源101和振荡电路104之中所包含的基准电压源122和124为共同的电压源（基准电压vref），它们3个将同一电压源个别地表现。

如果将可变电阻105的电阻值设为r101，将可变电容119的电容值设为c101，将可变电容120的电容值设为c102，则以往的张弛型振荡器的振荡频率由式（1）表示。

【数式1】

。

其中，n101为电流源电路102的电流镜电路的沟道宽度之比（pmos晶体管108的栅极宽度）÷（pmos晶体管107的栅极宽度）。

在将图14所示的以往的张弛型振荡器形成在半导体芯片上的情况下，存在由于可变电阻105的温度系数的影响造成的振荡频率的变动较大的缺点。

在通常的半导体工艺中，扩散电阻和多晶硅电阻（poly电阻）的1次温度系数的绝对值大概大到几百ppm/℃至几千ppm/℃，假设在对于可变电阻105而使用1次温度系数为1000ppm/℃的电阻而温度变化了50℃的情况下，振荡频率也变动5%。因此，在半导体芯片上形成的以往的张弛型振荡器不能成为稳定的频率源。

为了减轻由于该温度造成的振荡频率的变动，能够使用将正温度系数的电阻和负温度系数的电阻串联或并联连接来使用的手法（例如专利文献1）。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2010-63086号公报。

发明要解决的课题

以往的张弛型振荡器的改善止于与温度变动量的1次式成比例的频率变动（以下，记为1次频率偏差）的不充分的改善。

技术实现要素：

本发明的目的在于实现针对温度更高稳定的张弛型振荡器。

用于解决课题的方案

为了解决上述课题，本发明的张弛型振荡器的特征在于，具备：基准电压源，供给基准电压；第一电流源电路，根据第一电阻和基准电压生成电流；第二电流源电路，根据第二电阻和基准电压生成电流；第一可变电容；第二可变电容；第一开关，对从第一电流源电路向第一可变电容的充电进行控制；第二开关，对从第二电流源电路向第二可变电容的充电进行控制；第三开关，对第一可变电容的电荷的放电进行控制；第四开关，对第二可变电容的电荷的放电进行控制；第一比较器，将第一可变电容的电压与基准电压源比较；第二比较器，将第二可变电容的电压与基准电压源比较；以及sr锁存电路，输入第一比较器的输出和第二比较器的输出，第一电流源电路的电流值与第二电流源电路的电流值之比的值和第二电阻的1次温度系数与第一电阻的1次温度系数之比的值的积、与第一可变电容的电容值与第二可变电容的电容值之比的值、绝对值相等且符号相反。

发明效果

根据本发明的张弛型振荡器，能够提供振荡频率的温度偏差极其小的张弛型振荡器。

附图说明

图1是示出本发明的第一实施方式的张弛型振荡器的结构的图。

图2是本发明的第一实施方式的张弛型振荡器的工作波形。

图3是示出本发明的第一实施方式的张弛型振荡器中的针对温度的可变电容的值的图。

图4是示出本发明的第一实施方式的张弛型振荡器的振荡频率的温度特性的图。

图5是示出本发明的第二实施方式的张弛型振荡器的结构的图。

图6是示出本发明的第三实施方式的张弛型振荡器的结构的图。

图7是示出本发明的第四实施方式的张弛型振荡器的结构的图。

图8是示出本发明的第四张弛型振荡器的选通电路（gatingcircuit）的输入输出的逻辑的表。

图9是示出本发明的第五实施方式的张弛型振荡器的结构的图。

图10是示出本发明的第六实施方式的张弛型振荡器的结构的图。

图11是示出在本发明的第六张弛型振荡器中使用的第一和第二振荡电路的温度特性的图。

图12是示出本发明的第七实施方式的张弛型振荡器的结构的图。

图13是本发明的第一至第七张弛型振荡器的应用例。

图14是示出以往的张弛型振荡器的结构的图。

具体实施方式

以下，参照附图来对本发明的张弛型振荡器进行说明。

（第一实施方式）

在图1中示出本发明的第一实施方式的张弛型振荡器的结构。

本实施方式的张弛型振荡器由基准电压源1、电流源电路2、电流源电路3和振荡电路4构成。

电流源电路2由可变电阻5、运算放大器6以及pmos晶体管7和8构成，从基准电压源1供给基准电压vref以及从外部供给电源电压vdd。

电流源电路3由可变电阻9、运算放大器10以及pmos晶体管11和12构成，从基准电压源1供给基准电压vref以及从外部供给电源电压vdd。

在此，可变电阻5和可变电阻9具有符号彼此相反的1次温度系数。

在电流源电路2中，构成负反馈环路（negativefeedbackloop），以使通过运算放大器6和pmos晶体管7的工作向可变电阻5施加的电压总是与vref相等。由此，如果将可变电阻5的电阻值设为r1，则在可变电阻5中流动的电流i01为vref/r1，根据pmos晶体管7与pmos晶体管8的沟道宽度之比n1使电流i01为n1倍，生成电流源电路2的输出电流i1。

同样地，在电流源电路3中，如果将可变电阻9的电阻值设为r2，则在可变电阻9中流动的电流i02为vref/r2，根据pmos晶体管11与pmos晶体管12的沟道宽度之比n2使电流i02为n2倍，生成电流源电路3的输出电流i2。

振荡电路4包括：开关13至18、可变电容19、可变电容20、比较器21、比较器23、以及由与非（nand）门25和与非门26构成的sr锁存电路。再有，基准电压源1和振荡电路4之中所包含的基准电压源22和基准电压源24为共同的电源，它们3个只不过是将同一电压源在附图之上个别地表现。

通过切换开关13至15来进行可变电容19的充放电。通过切换开关16至18来进行可变电容20的充放电。

开关13至18被控制为：根据振荡输出29的信号clk和振荡输出30的信号clkb，开关13和16只要一个为接通（on）状态则另一个为关断（off）的状态，开关13和15只要一个为接通状态则另一个为关断的状态，开关16和18只要一个为接通状态则另一个为关断的状态，开关13和14只要一个为接通状态则另一个为关断的状态，开关16和17只要一个为接通状态则另一个为关断的状态。

在可变电容19的充电电压超过基准电压vref的情况下，比较器21的输出端子27的输出为低（low）电平，在可变电容20的充电电压超过基准电压vref的情况下，比较器23的输出端子28的输出为低电平。

由与非门25和与非门26构成的sr锁存电路的振荡输出29和振荡输出30的状态只要一个为高（high）电平则另一个为低电平，在比较器21的输出端子27或比较器23的输出端子28的任一个变为低电平的瞬间调换振荡输出29和振荡输出30的状态。

图2是本发明的第一实施方式的张弛型振荡器的各部的工作波形，按照以下的顺序进行振荡工作。

在振荡输出29的信号clk为低且振荡输出30的信号clkb为高的状态下，开关13为接通状态而开关15为关断状态，因此，可变电容19由电流源电路2的输出电流i1充电，充电电位vc1上升。当该充电电位vc1到达vref时，比较器21的输出端子27的电位co1一瞬变为低电平，由与非门25和26构成的sr锁存电路的振荡输出29的信号clk与振荡输出30的信号clkb的逻辑反相，开关13为关断状态而开关15改变为接通状态，充电到可变电容19中的电荷被放电。

在振荡输出29的信号clk为高且振荡输出的信号clkb为低的状态下，开关16为接通状态而开关18为关断状态，因此，可变电容20由电流源电路3的输出电流i2充电，充电电位vc2上升。当该充电电位vc2到达vref时，比较器23的输出端子28的电位co2一瞬变为低电平，由与非门25和26构成的sr锁存电路的振荡输出29的信号clk与振荡输出30的信号clkb的逻辑反相，开关16为关断状态而开关18改变为接通的状态，充电到可变电容20中的电荷被放电。

通过以上的一系列的工作，交替地调换可变电容19由基准电流i1充电的期间（t1）和可变电容20由基准电流i2充电的期间（t2），以周期t=t1+t2持续振荡状态。

以下，在以下解说本发明的第一实施方式的张弛型振荡器（图1）中的振荡频率的频率偏差补偿的原理。

首先，可变电阻5和可变电阻9的考虑了1次和2次温度系数的电阻值如式（2）和式（3）那样表示。

【数式2】

。

【数式3】

。

其中，在式（2）、式（3）中，

δt：从基准温度t0起的温度变动量

r01：基准温度下的可变电阻5的电阻值

r02：基准温度下的可变电阻9的电阻值

α1：可变电阻5的1次温度系数

α2：可变电阻5的2次温度系数

β1：可变电阻9的1次温度系数

β2：可变电阻9的2次温度系数。

该情况下的振荡频率f如式（4）那样表示。

【数式4】

。

其中，在式（4）中，

c1：可变电容19的电容值

c2：可变电容20的电容值

n1：电流源电路2的电流镜电路的沟道宽度之比

（（pmos晶体管8的栅极宽度）÷（pmos晶体管7的栅极宽度））

n2：电流源电路3的电流镜电路的沟道宽度之比

（（pmos晶体管12的栅极宽度）÷（pmos晶体管11的栅极宽度））。

将1次频率偏差抵消的条件为式（4）分母的第三项（δt所涉及的项）为零的情况，该条件为式（5）。

【数式5】

。

为了式（5）的条件成立，右边必须为正值。也就是说，为了将振荡频率的1次频率偏差抵消，只要使用可变电阻5的1次温度系数α1和可变电阻9的1次温度系数β1的一个为负值而另一个为正值的2种电阻即可。而且，只要在基准温度t0下将电容值c1与c2之比设定为由电阻的1次温度系数α1、β1、电流源电路2的输出电流值i1和电流源电路3的输出电流值i2决定的电容比，则振荡频率的1次频率偏差被抵消而为零。

此外，只要将基准温度t0（δt=0）下的c1和c2分别定义为c01和c02并且将它们的合计值如式（6）所示那样当作c，则1次频率偏差为零的电容值为式（7）和式（8）。

【数式6】

。

【数式7】

。

【数式8】

。

接着，对将2次频率偏差抵消的条件进行解说。

首先，在式（4）中，当对值根据温度而改变的分母的第三项（δt所涉及的项）和第四项（δtˆ2所涉及的项）为零的电容值c1和c2进行求解时，其近似解为式（9）和式（10）。

【数式9】

。

【数式10】

。

在此，式（9）和式（10）中的γ1、γ2和δc的定义如以下那样。

γ1：用于对2次频率偏差进行补偿的c1的温度系数。

【数式11】

。

γ2：用于对2次频率偏差进行补偿的c2的温度系数。

【数式12】

。

此外，在式（9）和式（10）中，式（12）的关系成立，为了补偿2次频率偏差而与温度成比例地增减的c1和c2的量δc的大小相等而正负相反。

【数式13】

。

如果将其换句话说，则只要进行与温度变动量δt成比例地将c1增加δc且将c2减少δc的控制即可，即，c1和c2的合计值不论温度而为固定。此外，|c01γ1|=|c02γ2|，因此，只要计算γ1和γ2的任一个，则仅通过使正负相反来求取另一个。

在前述的式（9）和式（10）中示出的c1和c2的第二项根据温度δt而改变，因此，仅在该两个式子的条件下式（4）分母的第一项和第二项根据温度改变大小，因此，振荡频率不为固定。为了使振荡频率不论温度而为固定，则也需要将式（9）和式（10）代入到式（4）中后的下一个式（14）的第三项（δt所涉及的项）为零的条件。

【数式14】

。

式（14）分母的第三项为零的条件（也就是说，用于将2次频率偏差抵消的另一个条件）存在式（13）的关系，因此，导出式（15）。

【数式15】

。

式（14）的关系相当于将电流源电路2的输出电流i1和电流源电路3的输出电流i2相等地设定（假设i1=i2），该条件为为了在本发明的张弛型振荡器中将2次频率偏差抵消而为零而必须的条件。

当整理将上述的2次频率偏差抵消的条件时，首先，在基准温度t0下将电流源电路2和电流源电路3的输出电流i1和i2相等地设定，调整c1和c2来将振荡频率f设定为期望的值。此时，由于存在i1=i2的关系，所以，振荡频率f由c1和c2的合计值c决定而不被c1与c2的比率左右。

接着，预先将1次频率偏差抵消，因此，基于式（7）和式（8）来决定基准温度t0下的c1与c2的比率。

进而，为了将2次频率偏差抵消，在温度从基准温度t0起变化了δt的情况下，基于式（11）所示的温度系数γ1或式（12）所示的温度系数γ2根据式（13）计算δc的值，进行使可变电容19的电容值c1增加δc且使可变电容20的电容值c2减少δc的控制。也就是说，即使温度发生变化，可变电容19和20的合计的电容值c也总是为固定，进行根据温度调整可变电容19与20的电容值之比的控制。

再有，振荡输出的占空比（dutyratio）不为固定而根据温度校正进行变动。在使占空比为固定的情况下，能够通过以例如目的频率的2倍的频率进行振荡并进行2分频等来应对。

在图3和图4中示出本发明的第一张弛型振荡器的基于前述的频率偏差补偿的原理来控制可变电容19和可变电容20的情况下的特性。

在此的条件为n1=n2=1，基准温度t0=50℃下的可变电阻5和9的电阻值为50kω而相等（r01=r02=50kω），电阻的温度系数为α1=-1.232e-3[-/℃]，α2=2.04e-6[-/℃ˆ2]，β1=1.4202e-3[-/℃]，β2=6.6e-7[-/℃ˆ2]。

图3为相对于温度变化的可变电容19和20的电容值c1和c2的图表，示出了如下情况：不论温度而使c1和c2的合计值c为10pf而为固定，将基准温度t0（=50℃）下的c1和c2的值分别设为c01和c02，基于前述的补偿原理将两者之比与温度变化成比例地可变。

图4是本发明的第一张弛型振荡器的频率偏差特性。该图中a的特性为不论温度而将可变电容19和20的电容值c1和c2分别固定为c01和c02的情况下的频率偏差，在该情况下，1次频率偏差为零而2次频率偏差在不被补偿的情况下残留。

该图中b的特性为根据温度且基于前述的补偿原理将可变电容19和20的值c1和c2控制为图3所示的电容量的情况下的频率偏差。将2次频率偏差抵消的条件式为近似解，因此，频率偏差不会完全为零，但是，温度范围为50℃±35℃内的频率偏差为±27.7ppm，与以往的张弛型cr振荡器相比极其小，为接近晶体振荡器的值。

再有，在图4的特性中在低温和高温的区域中频率偏差变大，但是，只要能够对于可变电阻5和可变电阻9使用2次温度系数相同的电阻，则能够在全温度范围内使频率偏差为零。

（第二实施方式）

在图5中示出本发明的第二实施方式的张弛型振荡器的结构。该针对本发明的第一实施方式的张弛型振荡器示出了更具体的结构。

使串联连接的单位电容31和开关32的单元并联k个来构成第一实施方式中的可变电容19，使串联连接的单位电容33和开关34的单元并联k个来构成第一实施方式中的可变电容20。

由可变电容设定端子35以数字值sp1控制可变电容19的电容值，由可变电容设定端子36以数字值sp2控制可变电容20的电容值。

sp1为对使几个开关32为接通状态进行控制的信号，sp2为对使几个开关34为接通状态进行控制的信号.

在本张弛型振荡器（图5）以期望的频率f0进行振荡的情况下，将可变电容19的开关32接通的个数设为p1，将可变电容20的开关34接通的个数设为p2，将p1和p2的合计个数设为p个（式（16））。在基于前述的频率偏差的原理来将2次频率偏差抵消的情况下，即使在温度发生变化的情况下，也总是将p保持为固定的值。

【数式16】

。

当使用开关为接通的单位电容的个数p、p1、p2表示本张弛型振荡器（图5）的频率偏差为零的条件时，为式（17）至式（21）。

【数式17】

。

【数式18】

。

【数式19】

。

【数式20】

。

【数式21】

。

其中，在式（17）至式（21）中，

p01：基准温度t0下的可变电容19的设定值p1的值

（在基准温度t0下为接通状态的开关32的个数）

p02：基准温度t0下的可变电容20的设定值p2的值

（在基准温度t0下为接通状态的开关34的个数）

δp：用于将2次频率偏差补偿的单位电容的校正个数。

通过做成这样的结构，从而一边将可变电容19和20的电容和保持为固定，一边能够容易配合温度变化使可变电容19和20的电容比发生变化。

（第三实施方式）

在图6中示出本发明的第三实施方式的张弛型振荡器。在本实施方式中，代替第二实施方式（图5）中的比较器21和23而使用阈值电压vth（反相电压）相等的反相器电路39和40，此外，作为第二实施方式中的基准电压源1而使用了与反相器电路39和40相同的反相器电路37。

反相器电路37的输出电压被反馈电阻38反馈到输入，因此，输出电压vref收敛于反相器的阈值vth。即使电源电压vdd发生变化，本实施方式的张弛型振荡器也将反相器电路39和40的阈值vth和vref总是保持为相等的状态，因此，振荡频率不依赖于电源电压vdd和反相器的阈值vth。该特性与本发明的实施方式2的张弛型振荡器相同。

也就是说，本实施方式一边保持与本发明的实施方式2的张弛型振荡器相同的特性，一边具有通过将比较器替换为反相器电路而能够削减电路规模的优点。

（第四实施方式）

在图7中示出本发明的第四实施方式的张弛型振荡器。如使用前述的式（15）的说明那样，在2次频率偏差的补偿中，r01/n1=r02/n2即i1=i2的条件是必须的，为此，需要进行可变电阻5和可变电阻9的电阻值r1和r2的调整，以使使第一电流源电路2的输出电流i1和第二电流源电路3的输出电流i2为i1=i2。

图7所示的本发明的第四实施方式的张弛型振荡器为改良为能够通过振荡频率的测量容易地正确地实施该调整的振荡器，这是在本发明的第二实施方式的张弛型振荡器（图5）的振荡电路4中追加了用于将电流源电路2的输出电流向可变电容20供给的开关42、用于将电流源电路3的输出电流向可变电容19供给的开关43、以及选通电路44。

选通电路44根据在工作模式设定端子45设定的控制值（mode）使用sr锁存电路的振荡输出29的信号clk和振荡输出30的信号clkb来控制开关13、14、16、17、42、43。其输入输出的逻辑如图8所示那样。

由此，本实施方式4的张弛型振荡器在第一工作模式（i1&i2振荡模式）下以非导通的状态固定开关42和开关43，开关13和开关16交替地重复导通，开关13和开关14及15彼此以相反相位重复导通，开关16和开关17及18彼此以相反相位重复导通，持续振荡。也就是说，与图1、图5、图6的振荡电路同样地，使用从电流源电路2供给的电流i1对可变电容19进行充电，使用从电流源电路3供给的电流i2对可变电容20进行充电来进行振荡。

在第二工作模式（i1振荡模式）下，开关14、16、17、43被固定为非导通的状态，开关13和42交替地重复导通，开关13和开关15彼此以相反相位重复导通，开关42和开关18彼此以相反相位重复导通，持续振荡。也就是说，振荡电路41仅使用从电流源电路2供给的电流i1对可变电容19和20进行充电来进行振荡。

在第三工作模式（i2振荡模式）下，开关13、14、17、42被固定为非导通的状态，开关16和43交替地重复导通，开关16和开关18彼此以相反相位重复导通，开关43和开关15彼此以相反相位重复导通，持续振荡。也就是说，振荡电路41仅使用从电流源电路3供给的电流i2对可变电容19和20进行充电来进行振荡。

本振荡电路对可变电阻5和可变电阻9进行调整以使第二工作模式和第三工作模式下的振荡频率相同，由此，能够容易造成i1=i2的状态即在2次频率偏差补偿中必须的条件，因此，容易提高根据温度变化的振荡频率偏差的补偿精度。

（第五实施方式）

在图9中示出本实际发明的第五实施方式的张弛型振荡器的结构。本张弛型振荡器包括：基准电压源1、电流源电路2、电流源电路3、振荡电路41、温度传感器50、运算电路51、第一存储器52、第二存储器53、电容控制电路54、以及开关55。

振荡电路41使用本发明的第四实施方式的张弛型振荡器的振荡电路41（或者也能够使用本发明的第一、第二和第三实施方式的张弛型振荡器中的振荡电路4）。

电容控制电路54由第一运算器56和第二运算器57构成，在第一存储器52中储存有在基准温度t0下振荡电路41的1次频率偏差为零的可变电容19的电容设定值p01和可变电容20的电容设定值p02。

温度传感器50将检测出的温度信息m向运算电路51输出，运算电路51基于温度信息m来运算用于将2次频率偏差补偿为零的电容值控制值δp并输出。第二存储器53为储存有在δp的运算中需要的数据或与温度m对应的补偿值δp的存储器，运算电路51指定地址（add）而读出储存的数据（data）。

电容控制电路54为输出振荡电路41内部的可变电容19和20的控制值sp1和sp2的电路，sp1为使用第一运算器56对p01加上δp后的值，sp2为使用第二运算器57从p02减去δp后的值。

再有，开关55对是否将δp向电容控制电路54传递进行控制，能够利用本开关的断开闭合选择2次频率偏差的补偿的有无。

本发明的第五实施方式的张弛型振荡器利用上述的一系列机构自动地补偿振荡频率的1次和2次频率偏差，因此，极其稳定地保持振荡电路41的输出频率f1。

（第六实施方式）

在图10中示出本实际发明的第六实施方式的张弛型振荡器。本实施方式示出了本发明的实施方式5中的温度传感器50的更具体的结构的一个例子。在本实施方式中，除了在实施方式5中说明的以输出频率f1进行振荡的振荡电路41以外在温度传感器50之中具备振荡电路70。在此，将前述振荡电路41作为第一振荡电路41进行说明，将温度传感器之中的振荡电路70作为第二振荡电路进行说明。

温度传感器50由第二振荡电路70、第一计数器71、第二计数器72、以及第三存储器73构成，对于第二振荡电路70，能够使用以往的cr振荡器（图14）的振荡电路104或本发明的第五实施方式的张弛型振荡器（图7）的振荡电路41等。

在使用以往的振荡电路104的情况下向其内部的可变电容119和120从电流源电路2供给电流i1（或者，从电流源电路3供给电流i2）。此外，在使用本发明的第五实施方式的振荡电路41的情况下，选择第二工作模式（或者，第三工作模式）。

以下，对本实际发明的第六实施方式的张弛型振荡器的频率偏差补偿的原理和顺序进行说明。

在图11中示出开关55断开的状态即不向电容控制电路54的输入提供δp的状态（δp=0的状态）下的第一振荡电路41的振荡频率（d）和第二振荡电路70的振荡频率（e）的温度特性。

在振荡电路41的振荡频率（d）中，基准温度t0下的频率为f01，为了1次频率偏差调整为零，振荡频率不论温度而看作大致固定。相对于此，振荡电路70的振荡频率（e）由于可变电阻5的1次温度系数α1的影响而与温度成比例地直线地较大地发生变化，基准温度t0下的频率为f02。

在此，将基准温度t0下的f01与f02之比如式（22）所示那样定义为q。

【数式22】

。

温度t0+δt下的第二振荡电路70的振荡频率f2在着眼于可变电阻5的1次系数α1的情况下通过使用式（22）的定义而如式（23）那样表示。

【数式23】

。

其中，

f01：基准温度t0下的第一振荡电路41的振荡频率

f02：基准温度t0下的第二振荡电路70的振荡频率

q：基准温度t0下的第一振荡电路41与第二振荡电路70的振荡频率之比

α1：可变电阻4的1次温度系数

δt：从基准温度t0起的温度变动量。

由于f1不论温度而为大致固定而看作f01，所以，温度为t0+δt下的f1与f2的差δf近似地如式（24）那样表示。

【数式24】

。

温度传感器50在开关55断开的状态（δp=0的状态）下以第一振荡电路41和第二振荡电路70的振荡频率稳定的状态进行工作。

第一计数器71基于在第三存储器73中存储的值m来对振荡电路41的输出频率（f1）进行m次计数来制作选通时间（gatetime）tg。第二计数器72在tg的期间对第二振荡电路70的输出（f2）的时钟数进行计数，输出其计数值m。

当使用计数器71的计数次数m和计数器72的计数值m时，温度为t0+δt下的振荡电路41的振荡频率（f2）如式（25）那样表示。

【数式25】

。

由于f1不论温度而为大致固定而看作f01，所以，温度为t0+δt下的f1与f2的差δf近似地如式（26）那样表示。

【数式26】

。

温度变化δt的近似解根据式（24）和式（26）而成为式（27）。

【数式27】

。

用于将第一振荡电路41的2次频率偏差补偿的可变电容的设定值的校正值个数δp通过将式（27）带入到式（21）中而成为式（28）和式（29）。

【数式28】

。

【数式29】

。

在运算电路51输出由式（28）或式（29）得到的运算值δp之后，开关55被闭合而将δp向电容控制电路54提供。然后，电容控制电路54将第一振荡电路41的可变电容19的设定值p1设定为p01+δp，将可变电容20的设定值p2设定为p02-δp，由此，补偿（校正）第一振荡电路41的2次频率偏差。

上述解说了在使用温度传感器50的温度变化的检测时开关55断开的状态（即第一振荡电路41只有1次频率偏差补偿的情况）下的工作，但是，即使在温度变化的检测时开关55闭合的情况（即第一振荡电路41的频率偏差补偿进行到2次的情况）下也得到大致同等的效果。这是由于：在第一振荡电路41的频率偏差补偿只有1次的情况（开关55断开的情况）和频率偏差补偿进行到2次的情况（开关55闭合的情况）的哪一个下，第一振荡电路41的振荡频率（f1）在与第二振荡电路70的振荡频率（f2）的对比中都近似地不论温度而看作固定。

此外，为了使用本实施方式6的结构提高温度变化的检测精度来提高2次频率偏差补偿的精度，将本电路形成在同一半导体芯片上并且使电流源电路2与电流源电路3接近来使可变电阻5和可变电阻9的温度尽可能地均匀是有效的。而且，只要对于第二振荡电路70而使用振荡电路41并且在第二工作模式下使用，则仅基于可变电阻5和可变电阻9的温度系数来决定第一振荡电路41与第二振荡电路70振荡频率的相对差，提高温度变化的检测精度来提高频率偏差补偿的精度。

（第七实施方式）

在图12中示出本发明的第七实施方式的张弛型振荡器。这示出了本发明的实施方式6中的运算电路51为单纯的结构就可的具体例。

在图10的结构中，假设将第一计数器71的计数次数m设定为式（30）所示的特别的值m01。

【数式30】

。

在该情况下，δp的运算式（28）如式（31）所示那样为单纯的计算就可。

【数式31】

。

也就是说，当将第一计数器71的计数值m设定为特别的值m01时，运算电路51能够仅由减法运算器74和乘法运算器75构成，因此，与将m设定为任意的值的情况相比，能够较大地削减电路规模。

此外，同样地，即使将第一计数器71的计数数m设定为式（32）所示的特别的值m02，δp的运算式（29）也如式（33）所示那样为单纯的计算就可，同样地，能够较大地削减电路规模。

【数式32】

。

【数式33】

。

在上述中，将第一计数器71的计数次数m的特别的数值分别解说为m01和m02，但是，由于存在式（21）的关系，所以m01和m02的值为相同值。

在此，进而，只要使f1与f2之比q为2的幂，则乘法运算器为移位寄存器就可，因此，能够削减运算电路51的电路规模。

进而，在作为特别的条件而q=1即基准温度t0下的第一振荡电路41和第二振荡电路70的频率相同的情况下，δp的运算为m-m01或m-m02，由于不需要乘法运算器75所以能够使运算电路51的电路规模为最小。

以上，在本实际发明的第一至第七张弛型振荡器的频率偏差补偿的原理的解说中，仅注目于可变电阻5和可变电阻9的温度系数，但是，本发明的最大的特征在于能够将包含了构成振荡器的电阻以外的要素部件（可变电容、逻辑元件、电源电压、等）的温度系数的影响的振荡器整体的频率偏差大致补偿为零的方面。

这在可变电阻以外的要素部件的温度系数的绝对值相对于可变电阻5和可变电阻9的1次温度系数α1和β1的绝对值充分小的条件（作为目标而可变电阻的1次温度系数的1/10以下）下是可能的。这是因为：在该条件之下，关于振荡频率相对于温度的变动，可变电阻5和可变电阻9的温度系数是支配性的，因此，能够通过调整p01与p02之比来将振荡器的整体的1次频率偏差独立地调整而为零，此外，通过增减第一计数器71的计数值m（即第二计数器72的选通时间）来能够将振荡器整体的2次频率偏差独立地调整而大致为零。

（第八实施方式）

图13示出了将本发明的第一至第七张弛型振荡器应用于无线发送机的一个例子，对于张弛型振荡器90而使用本发明的第一至第七张弛型振荡器的任一个，具备缓冲放大器91、开关92、功率放大器93、带通滤波器94、天线95、以及调制电路96。

张弛型振荡器90的输出信号经由缓冲放大器91连接于开关92，通过来自调制电路96的控制将开关92接通和关断，由此，进行ook调制，调制后的信号在被功率放大器93放大且被带通滤波器94衰减寄生（spurious）分量之后从天线95作为电波辐射。

本发明的本发明的第一至第七张弛型振荡器的频率偏差极其小，因此，能够进行作为在以往的张弛型振荡器中困难的无线通信设备的基准振荡器的利用。

附图标记的说明

1、22、24基准电压源

2、3电流源电路

4振荡电路

5、9可变电阻

13、14、15、16、17、18开关

19、20可变电容

21、23比较器

37、39、40反相器电路

41振荡电路

42、43开关

44选通电路

50温度传感器

51运算电路

52、53存储器

54电容控制电路

70第二振荡电路

71、72计数器

73存储器

90张弛型振荡器

91缓冲放大器

92开关

93功率放大器

94带通滤波器

95天线

96调制电路

101、122、124基准电压源

102电流源电路

104振荡电路

105可变电阻

113、114、115、116开关

119、120可变电容

121、123比较器。