变压器电路、放大器电路、振荡器电路以及集成电路的制作方法

本发明涉及例如用作阻抗(电感器)的变压器电路。特别地，本发明涉及阻抗值(电感)可以被改变或“被调谐”的这样的变压器电路。

背景技术：

例如，这样的变压器电路的一个可能的应用可以在调谐放大器中，所述调谐放大器具有在电路中的应用诸如低噪声放大器(lna)电路、视频图形阵列(vga)电路、时钟缓冲器电路以及在锁相环(pll)中的压控振荡器(vco)缓冲器电路。包括这样的vco的pll的示例实现方式包括模数转换器(adc)、数模转换器(dac)、串行器/解串器(serdes)电路、时钟和数据恢复(cdr)电路、无线收发器以及处理器时钟电路。

作为背景技术，现在将参照图1考虑常规的电阻性负载放大器10的示意图，以探索本发明的仅一个潜在应用。电阻性负载放大器10是跨导(gm)放大器，其被配置成接收其输入端子vin+和vin-之间的输入电压信号(诸如具有ac分量的差分时钟信号)并且输出与该ac输入电压信号成比例的电流。电阻性负载rl连接在放大器10与电压源vdd之间，使得放大器10通过输出电流驱动电阻性负载rl。差分输出电压信号在输出端子vout+与vout-之间产生。电阻性负载放大器10表现出具有最大工作频率的低通频率响应，该最大工作频率受到由电阻性负载rl和存在于节点vout+和vout-处的寄生电容所产生的电极的限制。为了增加诸如图1所示出的常规电阻性负载放大器的最大工作频率，电阻性负载可以用电感性负载代替。

图2是常规电感性负载放大器20的示意图。电感性负载放大器20以与图1的电阻性负载放大器相同的方式工作，但是电阻性负载rl被替换为电感性负载l。电感性负载l被调谐为与存在于节点vout+和vout-处的(分立的和/或寄生的)电容c1、c2谐振，以获得输出电压信号的期望频率。所得到的放大器能够以期望的频率产生高增益。

尽管提供了这样的电感性负载放大器20，但是已经发现先前考虑的电感性负载放大器20受困于窄带宽的带通频率响应。此外，这样的电感性负载放大器20的中心频率(即，谐振频率)可以被调谐的范围是非常有限的。

期望解决一些或全部以上提到的问题。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面的实施方式，提供了一种变压器电路，该变压器电路包括：具有初级线圈和次级线圈的变压器，初级线圈具有第一初级端子和第二初级端子，并且次级线圈具有第一次级端子和第二次级端子；以及次级线圈驱动器，其被配置成驱动次级端子之间的次级电压信号v2，该次级电压信号v2与由初级线圈驱动器驱动的初级端子之间的初级电压信号v1具有目标关系，使得在初级端子之间测量的电感值由目标关系控制。

因此，可以根据目标关系通过驱动次级端子之间的次级电压信号v2控制初级端子之间测量的电感值。初级电压信号v1与次级电压信号v2之间的目标关系是可以使得针对初级电压信号v1产生特定频率的关系(例如，在初级端子之间测量的电感形成振荡器电路的谐振电路例如lc谐振电路的一部分)。即，基于目标关系控制在初级端子之间测量的电感。

初级输出电压v1可以被称为初级线圈驱动器的输出电压。在初级线圈驱动器是跨导放大器的相关部分的实施方式中，初级电压信号v1可以被认为是跨导放大器的相关部分的输出电压。可替选的，在初级线圈驱动器是压控振荡器的相关部分的实施方式中，初级电压信号v1可以被认为是压控振荡器(vco)的相关部分的输出电压，例如由vco的差分输出振荡器信号定义。

次级线圈驱动器对次级电压信号v2的驱动可以被称为迫使或产生次级电压信号v2成为特定的电压信号，该特定的电压信号在(即，电压的)幅度上是初级电压信号v1的缩放版本。目标关系可以是初级电压信号v1与次级电压信号v2之间的比例因子，该比例因子产生在初级线圈之间测量的期望电感。

类似地，初级线圈驱动器对初级电压信号v1的驱动可以被称为基于(例如，从外部源)对初级线圈驱动器的输入产生初级电压v1。

目标关系可以是次级电压信号v2与初级电压信号v1(在幅度上)基本成比例。比例因子可以定义两个电压信号v1、v2之间的基本成比例的关系。例如，初级电压信号v1和次级电压信号v2可以基本上相同，在这种情况下，比例因子将是1∶1，或者初级电压信号v1和次级电压信号v2可以基本上彼此成比例，使得初级电压信号v1按比例因子(例如，在0与1之间，或者在-1与1之间)被缩放以产生次级电压信号v2。

次级线圈驱动器可以被配置成基于初级电压信号v1控制被驱动的次级电压信号v2以保持目标关系。如以上所讨论的，次级电压信号v2的驱动可以被称为根据期望的目标关系(例如，在振荡器电路的情况下，可以产生例如期望的初级电压信号v1频率的目标关系)迫使或产生次级电压信号v2成为特定电压信号，该特定电压信号是初级电压信号v1的缩放版本。

初级线圈可以经由次级线圈驱动器电连接至次级线圈，并且/或者次级线圈驱动器电连接至初级线圈和/或初级线圈驱动器。电连接可以是允许电流在初级线圈与次级线圈之间流动的导电路径。可替选地，电连接可以是包括一个或更多个有源部件(例如，晶体管)的导电路径，所述导电路径允许电流经由有源部件在初级线圈与次级线圈之间流动。可替选地，电连接可以是包括静电连接(例如，由于电容器被插入导电路径)的导电路径，所述导电路径允许电流(具有ac分量的信号)经由静电连接在初级线圈与次级线圈之间流动。

次级线圈驱动器可以包括连接在初级线圈与次级线圈之间的放大器，该放大器被配置成基于初级电压信号v1产生次级电压信号v2，使得目标关系是v2∝v1×a，其中，a是放大因子。放大器可以是被配置成根据目标关系通过放大因子放大初级电压信号v1以产生次级电压信号v2的电压放大器。

可替选地，放大因子可以被称为比例因子。

次级线圈驱动器可以被配置成基于控制信号控制放大因子a以控制目标关系。可以从外部源诸如外部控制器或用户接口接收控制信号。控制信号可以是具有dc分量的交流(ac)信号。

放大器可以包括第一子放大器和第二子放大器，第一子放大器连接在第一初级端子与第一次级端子之间，并且第二子放大器连接在第二初级端子与第二次级端子之间。子放大器可以应用彼此相同的放大因子。

第一子放大器和第二子放大器可以被配置成放大初级电压信号v1的分量。例如，第一子放大器可以放大初级电压信号v1的正分量，并且第二子放大器可以放大初级电压信号v1的负分量。

第一控制信号可以控制第一子放大器，并且第二控制信号可以控制第二子放大器。

第一初级端子可以经由第一子放大器电连接至第一次级端子，并且第二初级端子经由第二子放大器电连接至第二次级端子。如以上所讨论的，电连接可以是包括一个或更多个有源部件(例如，晶体管)的导电路径，并且还可以包括用于传递信号的ac分量的静电连接(例如，由于电容器被插入到导电路径中)。

次级线圈驱动器可以被实现为初级线圈驱动器和连接在初级线圈与次级线圈之间的电容器网络(作为无源阻抗网络的示例)，电容器网络被配置成将初级电压信号v1的缩放版本作为次级电压信号施加至次级线圈，使得目标关系是v2∝v1×s，其中，s是比例因子。电容器网络可以被配置成根据目标关系将初级电压信号v1按比例因子缩放以产生次级电压信号v2。

电容器网络可以包括变容二极管，并且次级线圈驱动器可以被配置成基于施加至次级线圈的调谐电压控制比例因子s以控制目标关系。

电容器网络可以包括第一电容分压器和第二电容分压器(作为无源阻抗分压器或者仅分压器的示例)，第一电容分压器被连接成使得施加在第一次级端子处的电压信号取决于施加在第一初级端子处的电压信号，并且第二电容分压器被连接成使得施加在第二次级端子处的电压信号取决于施加在第二初级端子处的电压信号。因此，可以通过使用电容器网络代替放大器来获得目标关系，以将初级电压信号v1按比例因子缩放以产生次级电压信号v2。

每个电容分压器可以包括串联在一起的第一电容器和第二电容器，使得每个电容分压器的第一电容器连接在该分压器的第一节点与中间节点之间，并且每个电容分压器的第二电容器连接在该分压器的中间节点与第二节点之间。针对第一电容分压器，第一节点连接至第一初级端子并且中间节点连接至第一次级端子，并且针对第二电容分压器，第一节点连接至第二初级端子并且中间节点连接至第二次级端子。

针对第一电容分压器和第二电容分压器，第二节点可以连接至电压源节点。

针对第一电容分压器，第二节点可以连接至第二初级端子，并且针对第二电容分压器，第二节点可以连接至第一初级端子。

针对电容分压器中的至少一个电容分压器，其电容器中的至少一个电容器是可变电容器，并且其中，第二线圈驱动器被配置成基于控制信号控制至少一个可变电容器的电容值以控制目标关系，或者针对电容分压器中的至少一个电容分压器，其电容器中的至少一个电容器是变容二极管，并且其中，第二线圈驱动器被配置成基于控制信号控制施加至第二线圈的调谐电压以控制目标关系。调谐电压可以施加至次级线圈的中心抽头。此外，调谐电压可以连接至固定电位诸如外部电压源。

第一初级端子可以经由第一电容分压器电连接至第一次级端子，并且第二初级端子可以经由第二电容分压器电连接至第二次级端子。如以上所讨论的，电连接可以是包括静电连接(例如，由于电容器被插入到导电路径中)的导电路径，即，提供ac耦合和dc去耦合的导电路径。

初级线圈驱动器可以是放大器的一部分或振荡器的一部分。例如，初级线圈驱动器可以包括放大器或振荡器的对输出电压进行输出的部分。

根据本发明的第二方面的实施方式，提供了一种变压器电路，该变压器电路包括：具有初级线圈和次级线圈的变压器，初级线圈具有第一初级端子和第二初级端子，并且次级线圈具有第一次级端子和第二次级端子；以及次级线圈控制器，其被配置成选择性地短路或开路次级线圈以控制在初级端子之间测量的电感值。

根据本发明的第三方面的实施方式，提供了一种放大器电路，其包括以上提到的方面中的任何方面的变压器电路，可选地，其中，放大器是电感性负载放大器电路，并且变压器形成电感性负载放大器电路的电感性负载。

根据本发明的第四方面的实施方式，提供了一种振荡器电路，其包括以上提到的方面中的任何方面的变压器电路。

根据本发明的第五方面的实施方式，提供了一种集成电路，例如ic芯片，其包括如上所述的变压器电路或放大器电路或振荡器电路中的任何电路。

附图说明

现在将以示例的方式参考附图，在附图中：

以上考虑的图1是电阻性负载放大器的示意图；

以上考虑的图2是电感性负载放大器的示意图；

图3是实施本发明的变压器电路的示意图；

图4是表示图3所示出的变压器电路的一部分的等效电路的示意图；

图5是实施本发明的另一变压器电路的示意图；

图6是对应于图5所示出的变压器电路的等效电路的示意图；

图7是实施本发明的另一变压器电路的示意图；

图8是实施本发明的另一变压器电路的示意图；

图9是实施本发明的另一变压器电路的示意图；

图10是实施本发明的另一变压器电路的示意图；

图11是实施本发明的另一变压器电路的示意图；

图12是包含实施本发明的变压器的压控振荡器的示意图；

图13是包含实施本发明的变压器的集成放大器电路的示意图；

图14是包含实施本发明的变压器的集成锁相环电路的示意图；以及

图15是包含实施图14的锁相环的变压器的集成adc或dac电路的示意图。

具体实施方式

图3是实施本发明的变压器电路100的示意图，变压器电路100可以用于代替图2所示出的常规电感性负载放大器20的电感器l以增加频率调谐范围。

变压器电路100包括磁耦合至次级线圈120的初级线圈110，以形成变压器。例如，尽管初级线圈110和次级线圈120可以通过磁芯诸如硅钢或固态铁进行耦合，但是空气耦合也是可能的，使得通过自由空间中的空气的渗透性来促进磁耦合。在ic芯片上实现的集成电路的情况下(作为本发明的关注点)，初级线圈110和次级线圈120可以例如在其间具有电介质层的ic芯片的相邻金属层中实现。

连接至次级线圈120的开关140在断开位置处是可操作的，在断开位置处，在输出端子vout+与vout-之间测量的电感有效地变为l1。开关140在闭合位置处也是可操作的，在闭合位置处，在输出端子vout+与vout-之间测量的电感包括l1和l2的效应(如本文稍后更详细地说明)。

初级线圈驱动器130连接至初级线圈110以产生或驱动初级线圈110两端的初级电压。在初级线圈110两端产生的电压从输出端子vout+和vin+输出并且具有ac分量(并且可以是ac信号)。根据本发明的一些实施方式，初级线圈驱动器130可以被配置使得变压器电路100是例如放大器电路或振荡器电路。

在图4中沿着变压器电路100的相关部分提供了变压器电路100的一部分的等效电路150以帮助说明变压器电路100工作。等效电路150以l1-m、l2-m以及m的形式示出变压器电路100的等效电感，其中，l1表示初级线圈电感，l2表示次级线圈电感，以及m表示初级线圈和次级线圈的互感。

当开关140断开时(即，开关被“关断”)，变压器电路100的变压器部分的等效电感为(l1-m)+m＝l1。当开关140闭合时(即，开关被“接通”)，变压器100的等效电感变为其小于l1。电感的这种变化提供了两个具有宽间隔的中心工作频率，在其处可以产生输出电压信号，并且从输出端子vout+和vout-(见图3)输出该输出电压信号。在变压器电路100是放大器电路的实施方式中，开关140向放大器提供用于在两个不同频带而不是仅一个频带上工作的方式。

尽管将开关140引入到次级线圈120提供了两个工作点频，从而引入了另外的工作频带，但是仍然期望变压器具有连续的频率调谐范围。此外，由于开关140的切换(即，通过开关140的导通电阻)引入的寄生效应，变压器100的等效电感的q因子降低。

如图5所示出的，根据本发明的实施方式，通过用次级线圈驱动器240代替变压器100的开关140可以实现针对变压器的连续频率调谐。

图5是实施本发明的变压器电路200的示意图。变压器电路200包括经由第一初级线圈端子212和第二初级线圈端子214连接至初级线圈驱动器230的初级线圈210，以及经由第一次级线圈端子222和第二次级线圈端子224连接至次级线圈驱动器240的次级线圈220。和先前一样，初级线圈210和次级线圈220进行耦合以形成变压器。

如图5所指示的，可以认为初级线圈驱动器230是变压器电路200的一部分。然而，在一些布置中，可以认为变压器电路200包括除了初级线圈驱动器230之外的被提供用于连接至初级线圈驱动器230的图5的元件。

将相应地理解包括之后公开的其他实施方式的本公开内容，事实上，类似的考虑也适用于图3。

初级线圈驱动器230被配置成驱动初级线圈210的第一初级端子212和第二初级端子214之间的初级电压信号v1(ac电压信号或具有ac分量的电压信号)，使得初级电流i1流过初级线圈210。

次级线圈驱动器240被配置成驱动次级线圈220的第一次级端子222和第二次级端子224之间的次级电压信号v2(ac电压信号或具有ac分量的电压信号)，该次级电压信号v2与初级电压信号v1具有目标关系。

为了便于说明，假设次级线圈驱动器240驱动次级电压信号v2，使得其与初级电压信号v1基本成比例。例如，可以是v2∝vl×s或v2＝vl×s，其中，s是比例因子。

作为结果，与初级电压信号v1成比例的次级电流i2流过次级线圈220，进而产生磁通量，该磁通量在初级线圈210处产生初级电压信号v1的缩放版本αv1(作为反向emf)，其中，α也是比例因子。

图6是示出等效电路250的示意图，其表示变压器电路200但是初级线圈驱动器230未示出。通过与初级线圈210有效地串联示出的反向emfαvl示出次级线圈驱动器240的效应。图6中的端子vout+和vout-分别对应于图5中的端子212和214。在图6中，ll是初级线圈210的电感，il是流过初级线圈210的初级电流，以及vl是初级电压信号vl。

假设次级线圈驱动器240不存在，使得反向emfαvl也不存在，首先将通过考虑下面的电感器等式(1)考虑次级线圈驱动器240的效应：

现在，引入次级线圈驱动器240以及因此也引入反向emfαvl的效应，由此得出，如果在初级线圈210处经历的电压信号从vl变成vl-αvl，即按1-α缩放，则电流i1(或其变化率)也按1-α缩放。此外，从等式(1)的考虑中同样明显的是，在实际上由初级电压信号v1驱动的线圈中的电流i1(或其变化率)按1-α的这种缩放等效于电感l1按1/(1-α)的缩放，使得初级线圈210的有效电感le(由于来自次级线圈220的反向emf的效应)变成：

因此，根据等式(2)，可以通过改变比例因子α来改变有效电感le，这使得例如在如前所述将变压器电路200实现为振荡器电路或放大器电路的情况下，例如变压器电路200的谐振频率/频率响应能够被改变(调谐)。

在本示例中，比例因子α取决于比例因子s。即，s是应用于初级电压信号v1以获得应用于次级线圈220的次级电压信号v2的比例因子，并且α是反向emf的总比例因子。在变压器200不具有1∶1匝数比的实施方式中，比例因子s与比例因子α可能不相等。

从以上(见等式(2))可以得出，可以改变或控制v2与v1之间的关系(即，比例因子s)以改变或控制初级线圈210的有效电感le。这展现了将有效电感le控制为与s相同的分辨率的可能性，并且因此也可以改变α，以例如实现多个离散值的范围或者甚至连续值的范围。

此外，用图5的变压器200中的次级线圈驱动器240代替图3的变压器100中的开关140去除了开关140的导通电阻对q因子的不利影响。这提供了以下优点：增加了频率调谐范围，而不会决定性地影响变压器等效电感的q因子。

图7是示出实施本发明的变压器电路300的示意图。变压器电路300包括被配置成以与变压器电路200的初级线圈210和次级线圈220相同的方式工作的初级线圈和次级线圈。如同图5的变压器电路200，图6所示出的变压器电路300由初级线圈驱动器(未示出)驱动。图5和图7中所示出的两组变压器电路之间的区别在于，变压器电路200的次级线圈驱动器240以变压器电路300中的(例如，可编程或可控的)放大器340的形式实现。

放大器340电连接在初级线圈与次级线圈之间，使得初级电压信号v1经由放大器340从初级线圈馈送至次级线圈。例如，放大器340的第一输入端子可以连接至第一初级端子并且相应的输出端子连接至第一次级端子。类似地，放大器340的第二输入端子可以连接至第二初级端子并且相应的输出端子连接至第二次级端子。

放大器340被配置成将初级电压信号v1按放大因子a放大，以产生用于驱动次级线圈的次级ac电压信号，使得v2∝v1×a或v2＝v1×a，其中，a是放大因子。

如以上所讨论的，与初级电压信号v1成比例的次级电流i2流过次级线圈，进而产生磁通量，该磁通量在初级线圈210处产生初级电压信号v1的缩放版本αv1(作为反向emf)，其中，α是比例因子(这里重复使用变量α以简化说明)。因此，如上所述，根据上面的等式(2)，初级线圈的有效电感le(由于来自次级线圈的反向emf的效应)变得可控。因此，可以通过以与关于图5的控制比例因子s的方式类似的方式控制放大因子a来控制或改变初级线圈的有效电感le，并且以上关于图5的考虑加以必要的修改应用于此，使得可以省略重复的描述。

例如，在放大器340是可编程放大器的情况下，可以基于放大器340接收的输入信号通过控制放大因子a来调整比例因子α(例如，在连续范围内或在离散值内)。可以从外部源诸如外部控制器接收这样的输入信号。

放大器340可以是电连接在初级线圈与次级线圈之间的放大器模块。可替选地，可编程放大器可以包括第一子放大器342和第二子放大器344。第一子放大器342可以电连接在第一初级端子与第一次级端子之间并且被配置成放大初级电压信号v1的第一分量。第二子放大器344可以电连接在第二初级端子与第二次级端子之间并且被配置成放大初级电压信号v1的第二分量。第一信号分量和第二信号分量可以是例如初级电压信号v1的正分量和负分量。

在本发明的其他实施方式中，可以用电容器组或电容器网络代替放大器340以实现电压缩放。下面讨论的图8和图9示出了用电容器代替放大器进行频率调谐的实施方式。

图8是变压器电路400的示意图，其中，图7的放大器340被电容器网络440代替。可以认为电容器网络440是无源阻抗网络的示例(例如，其可以包括r部件、l部件以及/或者c部件)，并且本实施方式将因此被理解为示例。

变压器电路400包括被配置成以与变压器200的初级线圈210和次级线圈220相同的方式工作的初级线圈和次级线圈。如同图5的变压器电路200，图8所示出的变压器电路400由初级线圈驱动器(未示出)驱动。同样明显的是，在本实施方式中，次级线圈驱动器被实现为初级线圈驱动器与电容器网络440的组合。

电容器网络440电连接在初级线圈与次级线圈之间，使得初级电压信号v1经由电容器网络440从初级线圈馈送至次级线圈。例如，电容器网络440的第一输入端子可以连接至第一初级端子并且相应的输出端子连接至第一次级端子。类似地，电容器网络440的第二输入端子可以连接至第二初级端子并且相应的输出端子连接至第二次级端子。

电容器网络440被配置成将初级电压信号v1按比例因子s缩放以产生用于驱动次级线圈的次级电压信号v2，使得v2∝v1×s或者v2＝v1×s，其中，s是比例因子。

如以上所讨论的，与初级电压信号v1成比例的次级电流i2流过次级线圈，进而产生磁通量，该磁通量在初级线圈210处产生初级电压信号v1的缩放版本αv1(作为反向emf)，其中，α是取决于比例因子s的比例因子(这里重复使用变量α以简化说明)。因此，如以上所述，根据上面的等式(2)，初级线圈的有效电感le(由于来自次级线圈的反向emf的效应)变得可控。因此，如图5中，可以通过控制比例因子s来控制或改变初级线圈的有效电感le，并且以上关于图5的考虑也适用于此。

可以基于例如从外部源诸如外部控制器接收的输入信号通过控制比例因子s来调整比例因子α(例如在连续范围内或在离散值内)。这样的控制信号可以例如控制或编程电容器网络440内的某些电容器，从而调整比例因子s。

例如，电容器网络440中的一个或更多个电容器可以是由相应控制信号控制的可变电容器或变容二极管，其中，一个或更多个可变电容器中的每一个被配置成改变其电容，从而改变电容器网络440的效应。一个或更多个可变电容器或变容二极管可以被称为可编程电容器。

在变容二极管的情况下，可以控制如图8所示施加在次级线圈的第一次级端子与第二次级端子之间的中心抽头处的调谐电压vtune来控制电容值。在某些实施方式中，开关电容器可以用在电容器网络440中，其中，开关电容器被编程为使用至少一个控制信号接通或断开(进入或离开电路)。开关电容器可以具有固定电容值或可以具有可变电容值。有利地，使用固定电容的电容器提供了更简单的电路集成并且降低了调谐范围衰减。在使用开关电容器代替变容二极管的情况下，vtune可以连接至固定的电压电位。

在本发明的某些实施方式中，电容器网络440可以包括第一电容分压器442和第二电容分压器444。电容分压器442、444中的每一个都可以包括串联连接的第一电容器c1和第二电容器c2。

可以连接第一电容分压器442的第一电容器c1和第二电容器c2，使得第二电容器c2连接在第一电压源446(例如，地电源，gnd)与第一中间节点450之间，并且第一电容器c1连接在第一中间节点450与第一初级端子之间。第一电容分压器442的第一中间节点450可以连接至次级线圈的第一次级端子，使得在第一次级端子处产生的电压是在第一初级端子处产生的电压的缩放版本。

可以连接第二电容分压器444的第一电容器c1和第二电容器c2，使得第二电容器c2连接在第二电压源448(例如，地电源，gnd)与第二中间节点452之间，并且第一电容器c1连接在第二中间节点452与第二初级端子之间。第二电容分压器444的第二中间节点452可以连接至次级线圈的第二次级端子，使得在第二次级端子处产生的电压是在第二初级端子处产生的电压的缩放版本。

变压器电路400的比例因子s可以由电容器网络440和/或第一电容分压器442与第二电容分压器444控制，以获得根据产生的电压降(或分压器效应)的0至1的s(或α)值。

例如，考虑在最小值(在理想情况下，零电容)与最大值(在理想情况下，无限电容)之间的电容值范围，最小值可以近似开路连接并且最大值可以近似短路连接。考虑到这一点，并且参见图8，通过将第一电容分压器442的第一电容器c1和第二电容分压器444的第一电容器c1二者都设置成其最大值，并且将第一电容分压器442的第二电容器c2和第二电容分压器444的第二电容器c2二者都设置成其最小值，大部分初级电压信号v1(即，初级电压信号v1减去第一电容器c1、c1之间的电压降)被施加在次级线圈两端，其对应于(接近)1的s(或α)值。可以通过将第一电容分压器442的第二电容器c2和第二电容分压器444的第二电容器c2二者设置成其最大值并且将第一电容分压器442的第一电容器c1和第二电容分压器444的第一电容器c1二者设置成其最小值来获得(接近)0的s(或α)值。在这种方式下，次级线圈经由第二电容器c2、c2连接至第一电压源446和第二电压源448，使得次级线圈在其两个端子处都有效地具有dc电压信号。如图8所示出的，在本实施方式中，第一电压源446和第二电压源448是接地端子。

如上所述，应当理解，可以根据电容值的分辨率将比例因子s(或α)控制为(接近)0与1之间的任何值。

在某些实施方式中，第一电容分压器442的第一电容器c1和第二电容分压器444的第一电容器c1具有相等的电容，第二电容器c2、c2类似地具有相等的电容。

在本发明的其他实施方式中，可以将比例因子s(或α)控制成在(接近)-1与+1之间变化，以提供进一步增加的频率调谐范围。图9是示出变压器电路500的示意图，除了第一电容分压器442和第二电容分压器444以可替选的配置连接以获得(接近)-1至+1的比例因子s(或α)之外，该变压器电路500与变压器电路400相同。

特别地，变压器电路500与变压器电路400之间的区别在于，针对第一电容分压器442，第二电容器c2连接在第一中间节点450与第二初级端子之间，并且针对第二电容分压器444，第二电容器c2连接在第二中间节点452与第一初级端子之间。在其他方面，变压器电路500与变压器电路400彼此相同，并且可以省略重复的描述。

再次考虑最小值(在理想情况下，零电容)与最大值(在理想情况下，无限电容)之间的电容值范围，最小值可以近似开路连接并且最大值可以近似短路连接。考虑到这一点，并且参见图9，通过将第一电容分压器442的第一电容器c1和第二电容分压器444的第一电容器c1二者都设置成其最大值，并且将第一电容分压器442的第二电容器c2和第二电容分压器444的第二电容器c2二者都设置成其最小值，大部分初级电压信号v1(即，初级电压信号v1减去第一电容器c1、c1之间的电压降)被施加在次级线圈两端，其对应于(接近)+1的s(或α)值。可以通过将第一电容分压器442的第二电容器c2和第二电容分压器444的第二电容器c2二者设置成它们的最大值并且将第一电容分压器442的第一电容器c1和第二电容分压器444的第一电容器c1二者设置成其最小值来获得(接近)-1的s(或α)值。因为在这种方式下，大部分初级电压信号v1(即初级电压信号v1减去第一电容器c2、c2之间的电压降)被施加在次级线圈两端，但是具有相反的极性。

应当理解，可以根据电容值的分辨率将比例因子s(或α)控制为(接近)-1与+1之间的任何值。有利地，通过提供可以被控制在(接近)-1至+1的范围内的比例因子s(或α)，与变压器电路400相比，针对变压器电路500的频率调谐范围进一步增加。

使用图8和图9中的电容代替使用图7中的放大器提供了另外的优势。特别地，运行放大器所需的额外电流对于控制电容器不是必需的，并且因此变压器电路400和500消耗更少的功率，并且比变压器电路300更有效率。此外，放大器包括有源部件诸如晶体管(例如，bjt或fet诸如mosfet)，其与变压器电路400和500相比，会将另外的噪声引入变压器电路300。通过用电容器代替晶体管，变压器电路400和500提供了改进的噪声性能。

如以上所讨论的，变压器电路100、200、300、400以及500的初级线圈驱动器可以被配置使得整个变压器电路构成放大器或振荡器。图10是示出变压器电路600的示意图，其中，初级线圈驱动器是跨导放大器的相关部分610，使得变压器电路600作为整体构成跨导放大器。类似地，图11是示出变压器电路700的示意图，其中，初级线圈驱动器是压控振荡器(vco)的相关部分710，使得变压器电路700作为整体构成vco。

图12是示出构成vco的详细示例的电路800的示意图，其中，图8的变压器电路400用于调谐谐振频率或工作频率(以及因此vco输出信号的频率)。可以认为包括元件812、814以及816的vco800的元件810一起对应于关于变压器电路400的初级线圈驱动器。

vco800包括电流源812、负gm交叉耦合nmos晶体管814以及调谐变容二极管816。如所指示的，调谐变容二极管816可以被称为pll(锁相环)变容二极管，其中，vco800例如旨在用作pll的vco。

交叉耦合nmos晶体管814可以可替选地使用pmos晶体管或者pmos与nmos晶体管的混合来实现，这在其他的vco电路拓扑中对于本领域技术人员来说是已知的。vco电流偏置可以是顶部偏置或尾部偏置。此外，电流源812可以由电阻器代替或者完全从vco800中移除。vco800中可以包括lc噪声滤波器、额外的电容器组以及/或者额外的变容二极管以降低电路噪声。变压器电路400如以上关于图8所讨论的那样工作，以在第一初级端子与第二初级端子之间产生可变电感，使得可以控制vco输出信号的频率。

应当理解，实施本发明的变压器电路100、200、300、400以及500中的任何一个都可以作为vco的一部分来提供，例如作为混合信号电路诸如dac或adc电路的一部分来提供。

应当理解，实施本发明的变压器电路100、200、300、400、500、600以及700中的任何一个都可以作为集成电路，例如实现在ic芯片诸如倒装芯片上。本发明扩展到如以上提到的集成电路和ic芯片、包括这样的ic芯片的电路板以及包括这样的电路板的通信网络(例如，互联网光纤网络和无线网络)和这样的网络的网络设备。特别地，图13示出了实现为集成电路900的放大器电路900。放大器电路900包括作为变压器100、200、300、400或500中任何一个的初级线圈驱动器的跨导放大器的相关部分610，使得整个电路900是跨导放大器。图14示出了实现为集成电路1000的pll电路1000。pll电路1000包括作为变压器电路100、200、300、400和500中任何一个的初级线圈驱动器的电路710、810。图15示出了实现为集成电路1100的adc或dac电路1100。adc或dac电路1100包括图14的pll电路1000。

在所附权利要求的精神和范围内，根据以上公开内容，本发明可以以许多不同的方式实施。