专利名称:均q调谐rc谐振放大器的制作方法
本发明涉及一种RC谐振放大器，特别是涉及一种均Q调谐RC谐振放大器。
本发明是作为“锁相谐振自动捕捉跟踪滤波技术”和“鉴相调谐参差谐振滤波测量电路”的结构部件而研制的。因其有广泛用途，而分开申请。这些电路具有象LC谐振放大器一样的传输函数，并可改变其输入耦合方式而使之兼带一个积分因子、或兼带一个微分因子。其特点是在宽频段连续调谐时有最佳的Q均匀度。统调两个RC节的电阻时Q值恒定不变，统调误差无影响;单调一节RC的电阻时波段内Q值均匀，两端的极限Q差是一个不大的百分数。本发明称之为均Q调谐特性。
现有的二阶RC有源滤波器统调两个电阻时Q值对统调误差敏感，单调一个电阻时Q值随频率成比例的变化，不符合宽频段调谐的实用要求。
本发明从实用目的出发，没受现有电路的结构及“无限增益”等概念和方法的影响，从建立新的二阶RC反馈放大器原型电路开始，导出条件、建立结构、最终发现，现有电路只是均Q调谐电路中几个变型电路在非调谐运用状态下的特例，其结构和设计条件仅适合用为固定频率上的滤波器。
两者在用途和性能，结构和设计条件，以及诸关系式等方面都是很不相同的。
以下结合附图的理论模型对原理做详细说明。在理论模型中以(-K)标注于基本放大器中，借以标志负反馈型均Q调谐RC谐振放大器的技术特征。放大器的实际结构则在实施中给出。
图1Q是电阻负反馈原型电路，设取C1＝C1′+C2″，U1′＝U1(C1″)/(C1) ，且认定增益K是按条件确定的某一数值，放大器本身带有反馈，并非开环运用，则可写出U2＝(－k) (U11·jωR1C1+U2)/(jωR1C2+(1+jωR1C1)(1+jωR2C2))整理可得(U2)/(U11) = ((-K)·jωR1C1)/((1+K)-ω2R1C1R2C2+jω(R1C1+R1C2+R2C2))=(-K)1+c2c1+R2C2R1C1+j(ω R2C2-1+Kω R1C1)]]>令k＝U2/U1，则得k=k011+jQ(ωω0-ω0ω)]]>(1)式(1)是标准的谐振放大器特性。其中ωo=1+KR1C1R2C2]]>(2)ko= (-K)/(1+K) · (C1〃)/(C1) Q (R1C1)/(R2C2) (3)Q=1+KR2C2R1C11+C2C1+C2R2C1R1]]>(4)
先看统调特性。设由双联电位器统调R2/R1，若能保持比值不变，则Q不变。但总有统调误差△R/R，因而有Q值变化△Q/Q，代入式(4)，得ΔQQ=(12-11+C2C1+C2R2C1R1C2R2C1R1)ΔRR]]>-［18-(11+C2C1+C2R2C1R1C2R2C1R1)2］(ΔRR)2]]>令一次项为0，略去高阶小，则有最佳均Q调谐条件为(C2R2)/(C1R1) =1+ (C2)/(C1) (5)此时Q为极大，即Qo=121+K1+C2C1]]>(6)若取C2＜＜C1，R2＞＞R1，或当增益(-K)由多级构成而用其中一级使两RC节相隔离时，两RC节间的附加衰减可以略去，则最佳条件和极值Q为C2R2＝C1R1(5′)Qo=12K+1]]>(6')当满足条件(5)时，(ΔQ)/(Qo) ＝ 1/8 ( (△R)/(R) )2(7)
式(7)是最佳的可能，在实际的统调误差范围内Q为一恒定值，不受统调误差的影响。当单调一个电阻时，可以看作是在中心频率fc＝fmax·fmin]]>上统调误差为0，满足式(5)，则Q值受调谐的影响为最少，并且是对fc对称的。设在fc有Rc，则在波段两端有Rmax＝λRc和Rmin＝Rc/λ其中λ＝fmax/fmin。代入式(4)，得Qm=2Q·λ1+λ]]>(8)波段两端的极限Q差为
若波段中心为fc，则在f上的Q值为
Q(f)曲线如图8，其均匀度是最佳的可能。
对图1b，看作R1＝R1′‖R1″，输入衰减为U1′＝U1，R1/R1′反馈信号衰减为U3′＝U2·R1′/R1″，且令K′＝K (R1)/(R1″) 可得传输函数为
Q=1+K′·C2R2C1R11+C2C1+C2R2C1R1(14)]]>若取R1′＞＞R1″，则k′＝K，两种耦合方式的Q和ω0相同。比较式(14)与式(4)可知其最佳均Q调谐的条件仍为式(5)。
注意到(ω0/jω)乃是一个理想的积分因子，它把信号转移了90°，使幅值与频率成反比，完成了没有误差的积分。因此，可以把图1b的电路称之为积分型的最佳均Q调谐RC谐振放大器，与之对应地可把图1a称为标准型的，以指明它的传输函数具有典型的谐振放大器特性。
还将导出带有理想微分因子的传输函数，因此必须把它们区别开来，把这些电路分别叫做积分型的，微分型的和标准型的。
均Q调谐RC谐振放大器与有源RC滤波器都是二阶RC反馈放大器，但两者是根本不同的。不仅用途和性能不同，而且结构、概念、关系式也都不同。在滤波器中主要作为一种固定设施，讲求它的幅频通过特性，称之为低通、高通和带通。本发明不适合使用这些名称，理由是第一，我们是谐振放大器，是在高Q工作的，没有低通、高通和带通的特性，都是选通，正是因为这种原因，双T负反馈电路才不叫做全通;第二，我们将特别重视这些理想的积分因子、微分因子在电路设计中的运用，这些因子(特别是积分因子)在环路设计和信号处理中是重要的技术特征。
例如，在振动测量中常使用加速度传感器，给信号引进了两个微分因子，必须用两个积分级来校正。在此情况下使用积分型电路的优点就极为突出。在鉴相环路中用它兼做积分，更非低通。
图2a、b是图1a、b的变型。C2接输出端，使C2的有效值增为其元件值的(K+1)倍。由此代入以上各式即得图2a、b的各式。
对图2、a有ωo=1R1C1R2C2]]>(15)ko=-K1+K·C1″C1·QR1C1R2C2]]>(16)最佳条件(C2R2)/(C1R1) = 1/(K+1) + (C2)/(C1) (17)Qo=12·1+K1+C2C1(1+K)]]>(18)在式(15)中ω0与K无关，这是C2接通反馈的优点。但要获得均Q调谐特性就必须使K满足式(17)，这种接法就失去意义，且可能产生C2过小的实际困难。若能满足C2＜＜C1/(1+K)，则，R2C2(1+K)＝R1C1(19)Qo=121+K]]>对图2、b，传输函数同(11)式，是积分型的。k
式同(13)式，ω
为
在条件式(17)、Q
式(18)中以K′=K (R1)/(R2″) ，即可用为图2、b的式。
图3a是电容负反馈原型电路。设取R＝R1′‖R1″，可写出(U2)/(U1) =(-K)· (R1)/(R1) · (jωR2C2)/(1-ω2R1C1R2C2(1+K)+jω(R1C1+R1C2+R2C2))整理可得K=Ko11+jQ(ωωo-ωoω)]]>其中
Q=1+K,R1C1R2C21+R1R2+R1C1R2C2]]>(24)最佳均Q调谐条件为(C1R1)/(C2R2) =1+ (R1)/(R2) (25)此时，Qo=12(1+K)/(1+R1R2)]]>(26)
应取C2＜＜C1，R2＞＞R1，则条件为C1R1＝C2R2(27)Qo=12K+1]]>(28)对于图3，b电路，其传输函数带有微分因子，电路是微分型的
令C1＝C1′+C1″，K′= (C1″)/(C1) K，有ωo=1R1R2C1C2(1+K＇)]]>(30)K0=- (C1′)/(C1) Q (31)取C2＜＜C1，C1＜＜C1，则最佳条件及Q式与(27)、(28)相同。
图4电路是图3电路的变形，R2接反馈的结果，使它的等效阻值降为元件值的1/(1+K)，从而使ω0式中消去了K的影响。这当放大器为开环运用时是必要的，但在我们的电路中K值受Q值和均Q调谐条件的要求而为一确定值，此种接法并非必需，并有不利之处，要使R2满足最佳均Q调谐条件是有困难的。
由式(25)，令R2→R2/(1+K)，则条件为(C1R1)/(C2R2) = 1/(1+K) - (R1)/(R2) (32)其他各式均可按此代换法得到。
图5是两种正反馈电路的原型，分别是积分型和微分型，改变其入端接法，也可以得到标准型。
对图5a电路，设同相放大器增益为K，可以写出
其中，ωo=1/R1C1R2C2]]>， (34)Q=R2C2R1C11-K+C2C1+R2C2R1C1]]>(35)最佳均Q调谐条件为(R2C2)/(R1C1) =1-K+ (C2)/(C1) (36)此时Q=12·11-K+C2C1]]>(37)(R2C2)/(R1C1) = 1/(4Q02) (38)K=1+ (C2)/(C1) - 1/(4Q02) (39)现在来进行稳定性分析，说明它不宜用为谐振放大器的原因，或应特别注意的问题。
由式(35)，令K→(K+△K)，则Q→(Q+△Q)，化简可得ΔQQ=［Q(1+C2C1)R1C1R2C2+QR2C2R1C1-1］ΔKK]]>(40)
若按条件式(36)，则有(△Q)/(Qo) =[2(1+ (C2)/(C1) )Q02- 1/2 ] (△K)/(K) (41)由式(35)，使K→K+△Km，则Q→∞，发生自激，△Km= 1/(2Q02) (42)ΔKmK=12(1+C2C1)Q02-12]]>(43)由式(42)、(43)可知，Q值高时，稳定性是必须严加注意的问题。
由式(40)可得最佳稳定性条件为(R2C2)/(R1C1) =1+ (C2)/(C1) (44)这时(ΔQ)/(Q) =[2Q(1+ (C2)/(C1) )-1] (ΔK)/(K) (45)比较式(44)与式(38)可见，两种条件是完全不同的。
可以证明，以上分析对于图5、b及文氏桥电路都适用，即正反馈二阶RC电路的最佳均Q调谐条件与自激条件的K值之差，仅为1/2Q2O，当按稳定性的要求设计时就远离了均Q调谐的要求。
图5b电路的最佳均Q调谐条件为R2C2＝4Q2R1C1(46)观察图5a和b，并比较式(46)和(38)，可以看出其共同点是两移相节中由电容联通、电阻旁路的节之RC值为电阻联通、电容旁路的节之RC值的4Q20倍。
图6是图1的实施例，图7是图3a的实施例。图中放大器带有反馈电阻R3、R4和提高输入阻抗的场效应管G1，G1所需的偏置，在图6中由R5、R1m分压提供，在图7中由R5、R6分压提供。在“鉴相调谐参差谐振滤波测量电路”和“锁相谐振自动捕捉跟踪滤波技术”中使用了这两种电路，它们是这两项发明得以实现的基础。
归结地说，本发明所说的均Q调谐特性就是式(7)、(8)、(9)(10)所表述的特性统调误差不影响Q值，单调一个RC节的电阻时Q值有最佳可能的均匀度。电路的结构和设计条件可分为两类。
负反馈型的电路是由带有确定其增益的负反馈和高阻抗输入级组成的反相放大器和含有两个同向移相RC节的反馈环路组成的，当环路由电阻联通、电容旁路时谐振频率为两节RC自然频率之1+K]]>倍，适于用较大的元件参数实现较高的谐振频率。当环路由电容联通、电阻旁路时谐振频率降低为自然频率的1/1+K]]>，适于用较小的元件参数实现较低的频率。前者改变输入耦合方式，可以得到标准型的和带积分因子的两种特性，后者改变输入接法可以得到标准型的和带微分因子的两种特性。两节RC值之比取决于最佳均Q调谐条件，在此条件下增益决定于Q值。当R2＞＞R1及当两节RC有隔离时，负反馈型电路的均Q调谐条件均可归结为两节RC值相等，及K＝4Q20显然，在有源RC滤波器中的所谓多路负反馈电路只是我们这些电路中的简化特例。第二RC节的旁路元件接通反馈，只是使这元件的等效参数改变了(K+1)倍。
正反馈型的电路也可以导出类似的各种变形接法。它是由同相放大器和含有两个反向移相RC节的反馈环路组成的。均Q调谐条件均可归结为由电容联通、电阻旁路的节之RC值为电阻联通、电容旁路的节之RC值的4Q20倍。
以上，从图1a开始，我们都只按输入信号以不同方式耦合到第一RC节而说明其特性的两种类型。实际上若从第二RC节输入，也还有变化。例如，图1a电路输入信号经电容耦合到C2二端时是微分型的，图3a电路输入信号经电阻耦合到R2上端时是积分型的，等等。它们都会在谐振频率上产生一个附加相移△φ0，tg△φ0＝ 1/(2Q2) ，在高Q运用下这附加相移很小，可以忽略。因此，在锁相谐振自动捕捉跟踪滤波电路的设计中当考虑对信号处理的需要时可以用它。
每一种原型电路，改变其输入信号的耦合方式和耦合点，均可获得标准型的、积分型的、和微分型的三种特性。
权利要求
1.均Q调谐负反馈RC谐振放大器电路是由反相放大器和含有两个同向移相RC节的反馈环路组成的，其特征是反相放大器带有确定其增益的负反馈和高阻抗输入级，增益是Q所要求的确定值，两节RC值之比是最佳均Q调谐条件所要求的确定值，当两RC节间有隔离级或当沿反馈环路自输出端算起的第二RC的电阻远大于第一RC节的电阻时，增益K=4Q2，两节RC之值相等。
2.由权利要求
1所述的负反馈谐振放大器电路，沿反馈环路由电阻联通、电容旁路，其特征是第二RC节电容接地，谐振频率为两RC节的自然频率的K+1]]>倍，当第二RC节电容接(-K)放大器的输出端时，谐振频率和最佳均Q调谐条件均按该电容的等效值即元件值的(K+1)倍计算。
3.由权利要求
1所述的负反馈谐振放大器电路，沿反馈环路由电容联通、电阻旁路，其特征是第二RC节电阻接地，谐振频率为两RC节自然频率的1/K+1]]>，当第二RC节的电阻接(-K)放大器输出端时，谐振频率和最佳均Q调谐条件均按该电阻的有效值即元件值的1/(K+1)计算。
4.均Q调谐正反馈RC谐振放大器是由同相放大器和含有两个反向移相RC节的反馈环路组成的，其特征是由电容联通、电阻旁路的节之RC值为电阻联通电容旁路的节之RC值的4Q2倍。
专利摘要
一种均Q调谐RC谐振放大器，它是按特定条件设计的二阶RC反馈放大器，具有在宽波段上保持最佳Q均匀度的特性用双联电位器可在宽波段上等Q调谐，统调误差无影响；单调一个阻值时波段内Q值均匀，两端的极限Q差是一个不大的百分数。电路特性共有三种标准谐振电路型的、兼带积分因子的和兼带微分因子的。这给信号处理和环路设计带来了方便和利益。
文档编号H03F1/00GK86101843SQ86101843
公开日1987年2月11日 申请日期1986年3月17日
发明者王经一 申请人:王经一导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan