带有残余误差校正的分数n频率合成及其方法

专利名称：带有残余误差校正的分数n频率合成及其方法
技术领域：
本发明涉及频率合成技术，具体涉及应用分数分频技术的频率合成技术。
一般，射频(RF)通信系统包括至少两个通信单元。每个通信单元包括一个收发信机，用以通过多个射频(RF)信道之中的一个信道发送和接收射频信号。每个收发信机都包括一个频率合成器，用以产生射频信号。
在频率合成中，希望在尽可能短的时间内完成所选定频率的输出，并使任何伪信号输出减至最小。所述的伪信号输出通常与鉴相器有关，发生在鉴相器工作的频率上，它等于非分数式锁相环路中的信道间隔频率。为此，必须使锁相环路带宽相对地小于信道间隔，以将伪信号输出减至最小。然后，减小环路带宽会增大达到选定的频率所需的时间。
分数N分频能够解决这个问题，它对于同样的信道间隔可允许鉴相器工作在高得多的频率上。这样可使锁相环路带宽大得多，从而所需的锁定时间大为减小，可以见到，从Hietala等人的美国专利5,093,632题为“Latched Accumulator Fractional N Synthesis withResidual Error Correction(带有残余误差校正的锁存式累加器分数N合成)”和Hietala的美国专利5,166,642、题为“Multiple AccumulatorFractional N Synthesis with Series Recombination(带有串行再组合的多重累加器分数N合成)”可以看到两个分数分频系统的例子。在一种有限的情况下，以分数分频方案可以使用一个很大的分数比例，以使残余痕迹呈现为增大的边带噪声，而不是离散的痕迹。
任何分数分频系统都是不完善的，在频率步级间隔上会有残余痕迹，或者对于上面述及的有限情况来说会过量增大边带噪声。这种现象的发生是因为分数系统会产生一种稍许随机化的序列而使主环路分频器偏移但平均频率正确的缘故。所以，分数序列中含有所需频率的偏移信息，以一个附加的残余噪声项出现。
增加累加器个数和累加器工作的速率，可以减少残余噪声波形的幅度，并在一个给定的偏移频率上能解除伪信号输出。最终将到达这样的一点上，在这点上由于速度的限制或分频器的限制使累加器的个数和累加器工作的速率不再能进一步增加。因此，对于一个分数分频方案，每个系统会到达其伪信号性能的极限。
在某些系统中，这种伪信号界限是不能被接受的。利用一个数/模变换器将累加器内部的内容的某种组合变换成为模拟形式，然后将此模拟信号通过一个耦合电容器加到环路滤波器上就能够进一步减小这些残余痕迹。这样的系统在

图1中示出一种简单的一个累加器的情况。
因电容器的选择很严格，故这样的残余误差校正系统不能很好地适用于集成电路设计，即使电容值可以很精确，所得到的电路在分频器控制端口和残余误差校正端口之间在温度、制造容差和随时间老化上，也难以保持所需的平衡。
为此，对于分数N合成发明一种残余误差校正方法是有益的，使它能以集成电路形式实现，并且能容忍温度、制造容差和随时间老化上的变动。此外，残余误差校正方法改善累加器数目和累加器工作速率方面的伪信号性能，也是有益的。
图1示出利用先有技术残余误差校正的分数N频率合成的方框图。
图2示出可以利用本发明的一个无线电电话的方框图。
图3示出按照本发明的无线电电话的详细方框图。
图4示出按照本发明的频率合成器的方框图。
图5示出按照本发明的频率合成器的详细的方框图。
图6示出按照本发明的电荷泵(通常称为“调制器”)的详细方框图。
本发明的优选实施例应用在一个频率合成器中，其中，一个可变振荡器的输出馈送到一个数字分频器上。数字分频器具有一个数字分频比。数字分频器的输出馈送到一个鉴相网络的一个输入端上。该鉴相网络的另一个输入来自一个基准振荡器。鉴相网络的输出经过滤波以去除无关的噪声分量，然后馈送到上述可变振荡器的一个控制输入端。该控制输入使可变振荡器的输出频率自身调节，直至它等于基准振荡器频率乘以数字分频比时为止。
数字分频器的分频比受多累加器分数N分频系统的控制而随时间变化，使得实际的分频比可以按非整数的步级来变化。因而可以对分频比编程以获得所需的信道频率、所需的调制波形和任何自动的频率校正偏移。
因加到数字分频器上的随时间变化的分频序列而在合成器的输出信号中会存在一个残余伪信号电平。借助于以多累加器分数N分频系统的内部状态为依据产生一个第二数字序列并将该第二数字序列直接加到一个电荷泵电路上或鉴相器的调制器上，就可以进一步减小这个残余伪信号电平。
集成电路技术中，确定两个元件的数值比可以具有很高的精度。然而，单个元件的绝对值会在大量各别的集成电路之间变化范围很宽。因此，象图1先有技术那样的系统并不适合于集成化，因为耦合电容器的绝对值必须是固定的。这里公布的频率合成器是适宜于集成化的，因为与鉴相器的增益比较，残余校正项的增益由电阻器数值(图6中的180、181)之比来限定的。如果由于制造中的差异而使电荷泵的基本电流增加(因而鉴相器的增益加大)，则残余校正的电流会按比例量增加，这样将在一个新的电荷泵电流电平上仍然提供出正确的校正电平。
图2示出无线电电话101的方框图。在优选实施例中，无线电电话101是开发出来工作于一个蜂窝电话系统中的一种无线电电话，诸如工作在全球系统移动通信(GSM)蜂窝无线电电话系统中，诸如Motorola公司为GSM无线电电话提供应用的SLF1770B/PD型号的无线电电话。
图3示出无线电电话101的详细方框图。无线电电话101包括有发信机102、收信机103、控制系统104、用户接口105和合成器107。合成器107向收信机103和发信机102提供调谐于所需频率上的信号，以使它们接收和发送从用户接口105到无线电电话通信系统中一个远地收发信机上的数据。此外，合成器107向用户接口105和控制逻辑系统104提供必需的时钟信号，供这些方框内包含的诸逻辑电路正常工作应用。
图4是图3中所示频率合成器107的方框图。合成器的输出115连接到可编程分频器108的一个输入端，可编程分频器108的输出转而连接到鉴相器109的一个输入端上。鉴相器109的第二个输入信号来自基准振荡器116。鉴相器109的输出与两个输入信号之间的相位差成正比。鉴相器109的输出馈给电荷泵110。电荷泵110提供电流脉冲，以使环路滤波器113充电或放电。环路滤波器113产生一个输出电压，用以作为压控振荡器(VCO)114的一个控制输入。最后，压控振荡器114的输出用以作为合成器的输出115，从而构成了锁相环路系统。
可编程分频器108的一个编程输入端由分数分频控制系统112产生的N3比特宽的一个数字序列来激励。该数字序列向可编程分频器108提供非整数值的分频比，因此，减小了合成器输出115的最小步级量值。
此外，残余校正序列发生器111工作在分数分频控制系统112的内部N1比特上，由此产生代表数字序列中噪声项的一个数字序列。然后，残余校正序列发生器111给出的N2比特输出直接加到电荷泵110上。该N2比特使得电流随时间而受到调制，从而消除了由分数分频控制系统112产生的残余噪声项。
字符“N1、N2和N3”是一种用来代表包含三种不同比特宽度的三个数字序列的标记方式。在优选实施例中，N1为4比特宽，N2为8比特宽，N3也为8比特宽。这些具体数字并不代表本发明专利要求中的任何特殊意义部分，在特定的系统中它们是可以依赖于本发明的实施而发生变动的。
图5示出频率合成器107具体实施的详细方框图。在优选实施例中，该频率合成器内使用的多累加器系统可参见美国专利5,166,642。不过，对它可代之以任何其它同等地足够好的多累加器系统，能得到类同的数学结果。
数据120对应于频率偏移，被馈送到第一累加器121中。除第一累加器121之外的其它每个累加器都馈有以比其低一阶的累加器的内容。按照这种方式，第一累加器121执行输入数据120的数字累积，而其它累加器执行其低一阶累加器内容的数字累积。因此，第二累加器122执行输入数据120的二倍累积，第三累加器123执行输入数据120的三倍累积，而第四累加器124执行输入数据120的四倍累积。
每个累加器的输出是进位或溢出输出。这些输出代表频率偏移数据120和该数据120的累积。一个数字导数网络由延时单元125和加法器126组成，连接在第四累加器124的进位输出端上。这个导数网络的输出通过由延时单元130和137及加法器131和138组成的另外两个数字导数网络而级联起来。最后的结果是，第四累加器124的输出经过三个数字导数网络之后现在是对频率偏移的一个较高阶校正，并可以在加法器138中与第一累加器121的输出相加。
第二累加器122的进位输出和第三累加器123的进位输出在适当的电路点上加入到级联的数字导数网络中，使得这些进位输出也对频率偏移提供较高阶校正。在该电路结构中加入了各个附加的延时单元，用以确保各进位输出序列确切地在时间上对准，并使数字导数网络中使用的各个加法器相互之间隔离开，从而使加法器延时并不添加和减慢最大工作频率。所有的数字导数网络和有关的延时单元汇集起来可称数字导数系统200。
数字导数系统200的输出在加法器146中与可编程分频器的频率数据相加。所得出的N3比特数据序列提供到可编程分频器148。这个数据序列代表了所需的频率偏移和残余噪声项。
在如上面所述那样的一个总数N阶的系统中，从分数分频控制系统输出的数据序列输出可按照线性化Z变换模型求得，即DO＝Z-2NDI＋Z-N(1－Z-1)NQN式中，DI是输入频率偏移数据120，QN是残余噪声项。
任一累加器的内部内容可求得为DI(X)＝Z-xDI－Z-xQ1－Z-(x-1)Q2－Z-(x-2)Q3…………－Z-1QX式中，X是累加器的阶。
如果这个累加器的内容减去下面最低阶累加器的内容，则得到DI(X)－Z-1DI(X－1)＝－Z-1QX据此，从最高阶累加器的内容中减去次高阶累加器的延时内容，并对所得结果微分N－1次，便可以以数字形式再生残余误差项。
图5中，次高阶累加器123中的4MSB(最高有效位)被延时单元155再一次延时，然后在加法器156中从最高阶累加器124的4MSB中减去它。这导致在加法器156的输出端上得到等于－Z-1Q4的项。延时单元157、158和加法器159组成一个数字导数网络。加法器159的输出是－Z-2(1－Z-1)Q4。延时单元160、161和加法器162组成一个第二数字导数网络。加法器162的输出是－Z-3(1－Z-1)2Q4。延时单元163、164和加法器165组成一个第三数字导数网络。加法器165的输出是－Z-4(1－Z-1)3Q4。最后，这个加法器165的输出经过数字延时单元167而产生－Z-6(1－Z-1)3Q4。然后，这项以有效增益Kφ，残余提供给电荷泵153。
现在，返回到施加在分频器148上的数字序列。由于鉴相器152是对相位而不是对频率作出比较，所以从分频器148输出的信号输出经过鉴相器152时实际上被累积。因此，鉴相器输出端上的相位项可以在Z变换域中表示出来，即φ01=Z-8DI1-Z-1KφNL+Z-4(1-Z-1)3KφNLQ4]]>式中，Kφ是鉴相器的变换增益，NL是平均分频值(N*P＋A＋Num/Dem)。
对此还须加上一个延时，以计及从编程该分频器148来延时，直至分频器148的输出送到鉴相器152为止。φ01=Z-9DI1-Z-1KφNL+Z-5(1-Z-1)3KφNLQ4]]>自延时单元167来的残余噪声校正项可以在Z变换域中表示出来，即φ02＝—(Z-5(1－Z-1)3Kφ，残余)Q4如果Kφ，残余的值选取得等于鉴相器增益除以平均环路分频值，则可以实现任何残余噪声项的完全抵消。
图6示出按照本发明的优选实施例的电荷泵153的详细电路图。本领域的技术人员能代换以其它的、同等地足够好的电荷泵。这种类型的电荷泵可以与一个双态鉴相器一起使用。(其它类似的电路可规定用于三态鉴相器。)电流源169始终接通。电流吸收器170在锁相环路锁定时有50％时间接通，并且通过的电流等于电流源169电流的两倍。结果是，在环路锁定时，在输出端168上有一个方波电流，它对环路滤波器的净电荷转移量为零。
对于这种基本结构，将一个“R—2R梯形”类电路加到电流吸收器170的控制通路上。这种结构在每个“梯形梯级”上形成一个电流，其大小是后面高一级“梯级”中电流的一半。据此，可以将一个二进制字输入到这样的结构上，以根据该数字字得出一个模拟电流。为电路原理图表达的目的，梯形的每个梯级由一个反相器182进行控制，反相器182为梯级中的电流在经由传输门183开关的两条通路元中的一条的流动定路由。每个反相器182受数据序列中一个比特来控制，它们是由残余校正序列发生器171至179规定出的。对于梯级中的电流，两个可能通路元中的一个输出加到电流吸收器170上。另一条通路经晶体管184后通地。为此，输入171至179对电流吸收器170中的电流电平进行调制，并提供出一种将残余误差校正信号加到鉴相器输出上的方法。
残余误差校正增益必须等于鉴相器增益Kφ除以平均分频比，以抵消残余误差。鉴相器增益为Iφ/2Π，所以梯形结构的最大电流输出将等于由正常环路电流除以2ΠNL所需的电荷泵电流。对于电流吸收器170，要从标称的设定电阻电流中减去这个电流的一半。这样，可得出为电阻180、181和185选取的电阻值。
电阻185通常要等于R/2，以使得电流吸收器170中的电流(＝2*(VDN－VBE)/R)会是电流源169中电流的二倍。在这里所示的残余校正方案中，有一个附加电流通过R—2R梯形结构。当残余误差置定于零时，数据比特将为10000000。于是，梯形结构中的总电流为(VDN－VBE)/πNR。为了使电荷泵110处在没有误差校正那样相同的状态下，必须从主电流通路中减去这个电流值。从而两个电流元和再一次等于2*(VDN－VBE)/R。于是，2*(VDN－VBE)/R－(VDN－VBE)/πNR＝(VDN－VBE)*(2/R－1/πNR)。据此和欧姆定律，电阻185的阻值变为R/(2－1/πN)。
通过这个电阻梯形结构的最小电流是零，对应于数据比特00000000或最大的负电流。通过该梯形结构的最大电流是2*(VDN－VBE)/πNR，对应于数据比特11111111或最大的正电流。如果残余误差是正的，则一个单位是10000001；如果残余误差是负的，则一个单位是01111111，因此，第一位(MSB)比特可用以作为供电流校正中应用的一个符号。
权利要求
1.一种频率合成器，具有一个可控的振荡器以产生出有着第一频率的第一信号，其特征在于，该频率合成器包括用以产生一个分频序列信号的装置，该分频序列信号含有一个所需值和一个误差值；用以对第一信号的频率分频的装置，该分频装置根据分频序列信号，并形成第一分频的信号；用以检测所分频信号的相位并产生一个检测的分频信号的装置；用以对由于分频序列信号中的误差值而在第一分频的信号中包含的误差进行逼近的装置；用来以误差校正信号调制检测得的分频的信号、产生一个具有减小残余误差的已调制信号和控制所述可控振荡器的装置。
2.按照权利要求1的频率合成器，其特征在于，还包括用以响应调制装置并对已调制信号进行滤波的装置。
3.按照权利要求1的频率合成器，其特征在于，所述用以产生分频序列信号的装置还包括用以接受频率偏移信号的装置；第一累积装置，用以累积频率偏移信号，形成第一累积信号和第一进位信号；第二累积装置，用以累积第一累积信号，形成第二累积信号和第二进位信号；第一求导装置，用以对第二进位信号求导，形成求导出的第二进位信号；用以将所述求导出的第二进位信号与所述第一进位信号组合起来形成第一组合信号的装置；用以对所述第一组合的信号求导以形成第一求导组合信号的装置；用以将所述第一求导的组合信号与一个可编程分频器的分频信号组合起来产生一个分频序列信号的装置。
4.按照权利要求3的频率合成器，其特征在于，所述对误差进行逼近的装置还包括用以将第一累积信号与第二累积信号组合以形成第二组合信号的装置；用以对所述第二组合的信号求导以形成所述第一误差校正信号的装置。
5.一个分数N频率合成器，接收第一信号，选定一个可控振荡器的输出信号频率，用一个可变除数的分频器对该输出信号频率进行分频，可变除数分频器受来自一个产生分频信号的累加器网络来的分频序列信号的控制，该分频序列信号包含一个所需的值和一个误差值，其特征在于，该分数N频率合成器包括一个误差校正信号发生器，用以对分频序列信号中包含着的误差进行逼近，产生一个误差校正信号；一个鉴相器，连接在可变除数分频器的分频信号输出端上，用以检测分频信号的相位，并产生一个检测得的分频信号；一个调制器，连接在鉴相器所给出的检测得的分频信号输出端上，用以由误差校正信号对该检测得的分频信号进行调制，产生一个减小了残余误差的已调制信号；一个环路滤波器，连接在调制器给出的已调制信号输出端上，产生一个滤波的信号；一个可控振荡器，用以接收滤波的信号，产生一个具有预定频率的输出信号。
6.一个分数N频率合成器，其特征在于，包括一个可控振荡器，它输出具有第一频率的第一信号，并接收一个已调制信号，用以控制第一信号的频率；一个累加器网络，它产生一个包含所需值和误差值的分频序列信号；一个分频器，具有一个信号输入端、一个控制输入端和一个信号输出端，第一信号连接到该分频器的信号输入端，分频序列信号连接到该分频器的控制输入端，以控制一个可变除数分频器，可变除数分频器对第一信号的频率进行分频，产生一个第一分频的信号。一个误差校正信号发生器，用以对分频序列信号中包含的误差进行逼近，产生一个误差校正信号；一个鉴相器，连接在可变除数分频器给出的分频信号输出端上，用以检测分频信号的相位，产生一个检测得的分频信号；一个调制器，连接在鉴相器给出的检测得的分频信号输出端上，用以由误差校正信号对该检测得的分频信号进行调制，产生出减小了残余误差的已调制信号。
7.一种频率合成方法，频率合成器有一个可控振荡器，用以产生具有第一频率的第一信号，其特征在于，该方法包括以下步骤产生一个分频序列信号，它包含有一个所需值和一个误差值；对第一信号进行分频，分频的步骤取决于分频序列信号，并形成一个第一分频信号；检测分频信号的相位，产生一个检测得的分频信号；对由于分频序列信号中的误差值而在第一分频信号中包含的误差进行逼近，形成第一误差校正信号；以误差校正信号对检测得的分频信号进行调制，产生一个减小了残余误差的已调制信号，用以控制所述可控振荡器。
8.按照权利要求7的频率合成方法，其特征在于，还包括一个滤波步骤，响应于所述调制步骤，对已调制信号进行滤波。
9.按照权利要求7的频率合成方法，其特征在于，所述产生分频序列信号的步骤还包括以下步骤接收一个频率偏移信号；累积该频率偏移信号，形成一个第一累积信号和一个第一进位信号；累积该第一累积信号，形成一个第二累积信号和一个第二进位信号；对第二进位信号求导，形成一个求导的第二进位信号；将所述求导出的第二进位信号与所述第一进位信号组合起来，形成第一组合的信号；对所述第一组合的信号求导，形成第一求导出的组合信号；将所述第一求导出的组合信号与一个可编程分频器分频信号组合起来，形成一个分频序列信号。
10.按照权利要求9的频率合成方法，其特征在于，所述逼近误差的步骤还包括以下步骤将第一累积信号与第二累积信号组合起来，形成第二组合的信号；对所述第二组合的信号求导，形成所述第一误差校正信号。
全文摘要
一种频率合成器(107)利用一个可变振荡器(114)，可变振荡器(114)的输出作为频率合成器输出(115)，并被馈到一个数字分频器(108)。该分频器(108)的输出馈送到鉴相器(109)的一个输入端。鉴相器(109)的另一个输入端馈送基准振荡器(116)的信号。鉴相器(109)的输出控制可变振荡器(114)。数字分频器(108)的分频比受一个多累加器分数N分频系统(112)的控制而随时间变化，使实际分频比能以非整数的步级变动。因加到数字分频器(108)上的是随时间变化的分频序列，故在输出信号(115)中会有残余的伪信号电平。从多累加器分数N分频器系统(112)来的第二数字序列被产生，以减小这个伪信号电平，并将该第二数字序列施加到鉴相器的输出端上。
文档编号H03C3/09GK1116017SQ94190835
公开日1996年1月31日 申请日期1994年9月16日 优先权日1993年10月29日
发明者亚历山大·W·希塔拉 申请人:摩托罗拉公司