专利名称：用于信号完整性验证的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及在诸如吉比特和多吉比特网络的通信网络中，用于测量和输出信号特性的一阶估计并测定信号品质和完整性的装置与系统。
背景技术：
吉比特和多吉比特局域网(LAN)以及存储区域网(SAN)市场是迅速发展的行业，它们完全依赖于廉价的网络媒体部件，包括铜线和光纤技术。自从1980年代后期以来，可用的高速光纤部件已经成为可以从光盘(CD)生产线上取得的廉价的筛选部件。CD激光器技术基于边缘发法布里-珀罗(Fabry-Perot)激光二极管，它们能提供从几百兆比特/秒到吉比特/秒的数据通信带宽。其他廉价的技术，例如超高亮度发光二极管(LED)已经不能实现吉比特的链路速度。由于LAN和SAN市场要求低价格，所以用于通信领域的技术上更成熟的边缘发光Fabry-Perot激光二极管以及分布式布喇格(Bragg)反射器激光二极管没有被采用。
CD激光器技术被许多供应商接受，他们使用他们的各自的子部件供应商选择层次以及各种部件筛选过程。某些CD激光器经销商在选择子部件供应商方面做了很出色的工作，而其他的则采用不同层次的部件筛选。结果，各种廉价的CD激光器都具有这样的基本特性，即“张弛振荡频率”逐渐降低。随着时间的推移，这些部件将经受无阻尼的振荡，从而产生在链路中急剧地增加的、可测量的抖动(可用数字采样示波器测量到)。一些CD激光器经销商已经被迫在该领域中全面更新他们的产品，而其他的则声称他们的产品出现同样的性能下降仅仅是时间问题。这代表了许多供应商几年来的生产情况，他们全都需要在这个领域中获得支持。
激光媒体供应商正在转移到基于垂直腔表面发光激光(VCSEL)二极管的技术，这是专门为廉价的LAN和SAN数据通信市场设计和制造的。由于经销商们不再影响根本上不同的、大规模的商品产业，所以这将为这些问题提供更好的解决方案。VCSEL技术有可能提供从1到5吉比特/秒以上的数据通信带宽，并且提供能得到类似于早期的通信行业那样的非常高的可靠性数字的初始承诺。值得注意的是，VCSEL技术仍然是相当新的，并且主要的失效模式也正在趋于特性化。此外，VCSEL制造商们正在从离子注入约束的器件结构转移到氧化物约束的器件结构。跟当前的实践与理论的理解相比，伴随着降低整个制造/材料成本的努力以及运行于2吉比特/秒的更高数据速率的应用，这些器件的改进也呈现出其风险的方面，这可能影响到各项寿命特性。
然而，在激光物理学以外，还有其他材料、设计和制造等许许多多的问题，它们有可能对信号的完整性有负面影响。现场维修小组曾经遇到这样的实例在激光器组件里面的透镜破碎，随着时间的推移，胶粘剂失效，胶粘剂尚未完全干透，以及胶粘剂溅落到透镜上，所有这些在安装后的某个时间将会使发送的信号变暗。
需要新的现场测试仪器的主要的失效模式就是发光器件(包括激光二极管和相关的驱动电子电路)的性能下降。这种失效模式并不改变平均或峰值信号功率电平，而是导致在数字信号中“抖动”的增加。“抖动”是一个行业术语，指的是在数字信号中上升和下降沿的变化量。如同在图2中所看到的那样，在接收机处测量抖动23，并且在数字采样示波器上表现为在整个工作周期的一个宽广区域上的上升沿和下降沿被拖尾(成带状)。这种拖尾导致眼图张度21趋于更加紧闭，并且可以通过将眼图表示为“眼图闭合的百分比”或“％眼图(％eye)”来加以定量描述。噪声24是与感兴趣的信号无关的信号。
在光发射器失效的早期阶段，链路可能经受偶尔的位误码，这种误码仅发生在链路上发送的IO数据报的特定数据模式之中，或者发生在链路上发送的IO负荷很重的情况下。在光发射器失效的后期阶段，链路充满着误码，并且变为无法运行以传送IO。在这两种增加了发送信号的“抖动”的情况下，光功率电平仍然处于原始制造商的指标的范围内，并且现场维修不能使用光功率计来区分无误码的链路以及不能使用的链路。目前，还没有一种适用于现场的、在吉比特和多吉比特网络中进行信号完整性或发送信号的“抖动”测量的直接测量技术。
没有这样的能力，如果仅使用通过网络发送的客户数据以及遍及整个系统的误码计数器分析，那就会使现场维修解决间断性误码的处于困难的境地。由于找到正确的数据模式或导致此种误码的负荷水平的随机性，所以要在一个在线系统中排除间断性误码的故障是十分困难的，同样，要收集和分析误码计数器的正确集合，以确认最可能的失效部件或各部件，也是十分困难的。误码计数器的分析过程是极端费时的，并且只能识别小量“最可能的”失效部件，而不是精确地识别“这”一个或多个失效部件。此外，这种分析在很大程度上取决于现场维修人员的判断能力，他必须就下列两种情况作出选择是基于误码计数器的几个新增的读数以加快现场维修的动作，还是等待观察下一步将发生什么。
一旦现场维修人员有机会取出系统的一部分用于维修，他们就能得到一段短的时间来完成任何进一步的故障定位，以便缩小最可能的失效部件的范围，更换最小量的部件，并装回原系统投入运行。正是在这个时间点上，现场维修需要一种廉价、快速和确定的通过一失效测试方法，用以隔离失效的部件。没有这样的功能，现场维修人员就无法验证被装回原系统投入运行的各部件的品质，同时该系统也面临要反复多次进行维修的风险。在间断性误码的情况下，由于它根据找到该数据模式或负荷水平(这是引起误码的原因)的似然度来证实该问题是否已被定位，要用很长的时间，所以这是特别不能接受的。
自动和连续的在线诊断数据的收集，在某种程度上有助于缩短故障定位时间并提高精度。然而，即使在在线诊断数据的收集方面有所改进，在业界中仍然需要一种能够在现场直接地测量信号完整性的装置。无论是采取便携式的手持式现场单元或者被纳入到通信设备本身，在客户现场快速地评估光学信号的能力都是重要的品质保证因素。
所有这些标准都指向需要一种能以在线方式或以现场方式直接测量信号完整性的装置。此外，对基于铜线的吉比特媒体来说，几种风险因素所起的作用是均等的。
发明内容
本发明提供一种信号完整性的测量方法与装置，其中，根据在数据流的中点处所获得的至少一个采样测量值，来测量通信数据流的各项信号特性。用本方法测定的信号特性最好是下列各项中的一项或多项数据流的眼图张度的百分比(％眼图)，抖动，噪声，斜率效率，平均功率以及峰到峰幅度。这些信息最好也被存储，并且必要时，可以被显示。此外，本发明还提供一种方法，其中，若信号特性处于第一范围内，则产生第一指示；若数据流的信号特性处于第二范围内，则产生第二指示；若数据流的信号特性处于第三范围内，则产生第三指示。
本发明的另一个方面是涉及上述方法的一种装置和一种系统。
本发明的又一个方面是一种装置，例如一个手持式装置，一个收发信机与主机系统，或者一部单独的收发信机，包括一个模拟数字转换器，一个时钟恢复单元，一个中点采样器，以及一个信号特性转换器。
本发明的方法与装置提供了一种测量设备，它适用于现场，可提供在被发送的数据流中的各项信号特性的测量值。本方法与装置系统也适用于在被发送的数据流中的各项信号特性的现场测量，或者各项信号特性的连续在线监测。信号特性最好包括，但不局限于，眼图张度，抖动，噪声，斜率效率，平均功率以及峰到峰幅度。
通过以下的关于本发明的目前的优选实施例的详细说明并结合附图，将使本发明的其他特征和优点变得更加明显。
附图的简要说明
图1是根据本发明的一个优选实施例的流程图。
图2是未经滤波的眼图。
图3是模拟的眼图张度。
图4是表示图3的眼图张度的几何估计的基础的图。
图5是表示可以被用来实施本发明的一般电路的方框图。
图6-8是用示波器取出的、用以说明本发明的波形图。
图9是本发明的手持式实施方式的方框图。
图10-11是说明斜率效率(slope efficiency)的图。
图12是表示图3的眼图张度的计算估计的基础的图。
实现本发明的最佳方式技术背景本发明涉及在通信网络中用于测量和输出信号完整性的一阶估计的装置与系统，上述通信网络例如为，但不局限于，光纤信道、吉比特以太网、各种吉比特和多吉比特网络。光纤信道是由美国国家标准协会(ANSI)研发的一整套标准的总称。本发明的新颖方面在于它具有通过使用一个手持装置或者一个在线式信号品质连续监测器来对信号品质的显著下降进行故障检查的能力。
图1是根据本发明的一个目前的优选实施例的流程图。在步骤1，相邻的各样本被存储到寄存器之中。下一个步骤，步骤2，对计数器进行初始化，上述计数器指示准备取出的样本数目。被取出的样本数目越多，介于两次读数之间的时间就越长，但是所获得的读数的精度提高。在步骤3，在中点处取出波形的一个样本。在步骤4-8，样本(S)跟已存储的Y4、Y3、Y2和Y1数值进行比较。若S大于Y或M的数值，则在步骤9-12，用S的数值来取代Y的数值。在步骤8，若S小于所有Y的数值，则在步骤17，用S取代Y1。然而，若S大于Y1，则该样本被舍弃。在步骤15，这个过程继续进行下去，直到取得预定数目的样本为止，这时，计数器等于0。若计数器不等于0，则在步骤14，计数器减1，获得另一个样本，重复执行步骤3。在步骤16，在取得预定数目的样本之后，就从已存储的各数值来计算信号的各项特性，例如％眼图，噪声和抖动。
可以通过多种不同方式来显示各数值，例如采取实际的数字数值的形式，或者显示为直方图，或者，确定是否这些数值处于可接受的、提醒注意的或临界的范围。
综述光纤链路的完好保障主要地依赖于光学信号强度的测量。由于必须提供足够的功率以便使接收机能正确地解读该信号这样一个明显的原因，所以这是很重要的。然而，强信号的出现不能保证该信号具有良好的完整性或品质。一种用于测量信号品质的常用工具就是眼图。例如，对于使用短波长激光发光器1063Mb/s数据速率，光纤信道物理层规范要求最小57％的眼图张度。不幸的是，眼图需要在现场应用中使用相当昂贵的高速示波器，而这是不实用的。
在信号的噪声电平与眼图张度的百分比之间存在一种明显的关系。这个关系可以被用来给出眼图品质的快速测量，从而给出光纤链路的完好状况的快速测量。图2表示在高速示波器上可以看到的未经滤波的眼图的样式，以及噪声24、位周期22以及抖动23。这幅图像是将示波器置于“余辉”方式下，通过将连续的迹线互相重叠而获得的。这些迹线全都是正的，这就是说，由于不存在“负的光”，所以全部的信号都被显示于参考地电平(GND)25之上。同样，当通过带通滤波器进行观察时，由于滤波器的截止频率，所以在逻辑“1”电平上的振荡通常是看不见的。被发送的方波通常表现为一个正弦波。
位周期是介于两个相邻脉冲之间的时间，并且它的基本单位为秒。位周期取决于数据速率，并且可以经由一个锁相环(PLL)从光纤信道数据流中提取出来。锁相环是这样一种电路，其中一个相位比较器将输入信号的相位跟环路中的压控振荡器(VCO)的相位加以比较，并且在吉比特速度下是现成地可用的。对相位比较器的输出进行滤波，并且所得到的电压控制VCO的频率。这使得该环路稳定在输入信号的相位等于VCO的相位的状态下。
噪声测量需要一个能以输入信号的数据速率进行采样的采样保持电路以及一个闪速模拟数字转换器(ADC)的组合。这是当今的高速数字示波器的共同特征。
本发明的一个重要方面就是，以前仅能通过使用高速示波器获得的重要信息，现在可以通过在波形中点获取样本来获得。其结果是，电路的复杂性大为降低，使得本发明可以用作测量信号品质/完整性的手持式装置或者在线式监测器。
本发明的一个方面就是噪声与眼图包络所包的面积之间的关系。图4表示图3的模拟眼图的近似，从中可以导出这种关系。初始的假设是已滤波的波形实质上是对称的，并且它基本上是一个正弦波。要注意的是，随着眼图品质的下降，它的对称性有所降低，这对推导是有影响的，但是本发明对一阶近似来说，仍然是有效的。
对于优质眼图的假设，上升沿的斜率等于下降沿的斜率，因此，通过获取各多边形(或者上和下末端)对于时间的横坐标，就能进行眼图张度的百分比的计算以及噪声的测量。品质不良的眼图的下降时间通常大于上升时间，但是这种方法对一阶近似来说仍然是适用的。对信号品质作出近似或一阶测量有几种不同的技术。使用代数或通过使用计算，就能以几何方式确定眼图张度的百分比(％眼图)、抖动和噪声。
眼图张度的近似参照图4，使用几何推导或微积分推导这两种推导方法其中之一，百分比眼图、噪声和抖动按照下式进行计算方法1 几何推导x＝(a到c)＝(c到e)＝1/2位周期；Δx＝(a到b)＝抖动；
Δx/2＝(c到d)；x’＝(d到e)＝(c到e)-(c到d)＝x-Δx/2；y＝Y4-M；Δy＝Y4-Y3＝Y2-Y1＝噪声。
M＝(Y4+Y1)/2＝(Y3+Y2)/2＝包络的中点＝平均功率。
Amp＝Y4-Y1＝峰到峰幅度。
根据以上所述，眼图张度30的百分比(％眼图)可以表示如下％眼图＝(眼图张度/眼图包络)*100＝A’/A*100。
但是A’＝4[(x-Δx/2)(y-Δy/2)/2)]＝2(x-Δx/2)(y-Δy/2)以及A＝4[x*y/2 ]＝2xy所以 =[(x-Δx/2)(y-Δy/2)*100]xy]]>因此，％眼图＝[1-1/2(Δx/x)-1/2(Δy/y)+1/4(Δx/x)(Δy/y)]*100 (公式1)要注意的是，Δy等于在采样点处出现在信号中的噪声，并且可以通过Y4-Y3从逻辑“1”电平中计算出来，或者通过Y2-Y1从逻辑“0”电平中计算出来。同样要注意的是，x为已知，特别是对于光纤信道1吉波特的通信来说，x等于470.5ps(皮秒)；对于2吉波特的FC通信来说，x等于235.25ps，等等。剩下的独立变量，Δx(抖动)可以用相似三角形的原理来确定，假设上升沿的斜率为常数。
斜率＝(Δy/2)/(Δx/2)＝y/x＝(Y4-M)/470.5psΔy/Δx＝(Y4-M)/470.5ps所以Δx＝(470.5ps)(Δy)/(Y4-M)＝(470.5ps)(Δy)/(Y4-((Y4+Y1)/2))#置换M＝(470.5ps)(Y4-Y3)/(Y4/2-Y1/2)#置换Δy；简化分母
＝(470.5ps)(Y2-Y1)/(Y4/2-Y1/2)#等效的表述，使用逻辑“0”的噪声现在可以以独立变量的形式来近似抖动，在所获得的波形的中点处，这是可以确定的。
Δx/x＝((470.5ps)(Y4-Y3)/(Y4/2-Y1/2))/470.5ps＝(Y4-Y3)/(Y4/2-Y1/2)＝2(Y4-Y3)/(Y4-Y1)＝2(Y2-Y1)/(Y4-Y1)#[因为(Y4-Y3)＝(Y2-Y1)]Δy/y＝(Y4-Y3)/(Y4/2-Y1/2)＝2(Y4-Y3)/(Y4-Y1)＝2(Y2-Y1)/(Y4-Y1)#[因为(Y4-Y3)＝(Y2-Y1)]这表明噪声对信号的比值等于抖动对位周期的比值。而且，由于从公式1％眼图＝[1-1/2(Δx/x)-1/2(Δy/y)+1/4(Δx/x)(Δy/y)]*100上式可以被表示为“逻辑1”噪声的一个函数，％眼图＝[1-2(Y4-Y3)/(Y4-Y1)+(Δx/x)(Δy/y)]*100％眼图＝[1-2(Y4-Y3)/(Y4-Y1)+(Y4-Y3)2/(Y4-Y1)2]*100或者被表示为“逻辑0”噪声的一个函数％眼图＝[1-2(Y2-Y1)/(Y4-Y1)+(Y2-Y1)2/(Y4-Y1)2]*100实际上，这就是％眼图＝[1-2*(噪声/Amp)+(噪声/Amp)2]*100在产生Y4，Y3，Y2和Y1的位周期中点处所获得的各样本可以被用来计算噪声(Y4-Y3)和(Y2-Y1)中的较大者抖动(470.5ps)(Y4-Y3)/(Y4/2-Y1/2)，或者，等效地(470.5ps)(Y2-Y1)/(Y4/2-Y1/2)方法2微积分推导
现在参照图12，使用微积分来估计眼图的张度，必须找到作为在半周期中介于正弦和负正弦曲线之间的面积百分比的眼图30’的面积。θj85为抖动的相位。推导过程如下第一步是确定作为Y4和Y3的一个函数的θj85。
在时钟中点处，介于各正弦波之间的差值由下式给出Y4-Y3=Y4(sin(π2)-sin(π2-θj))]]>全式除以Y4，并对第一个sin()进行评估，得1-Y3Y4=(1-sin(π2-θj))]]>消去两边的1。得Y3Y4=sin(π2-θj)=cosθj]]>#通过三角恒等式Arccos(Y3Y4)=θj]]>第二步是确定作为θj的一个函数的％眼图。
首先，导出最大眼图面积Amax=2∫t=0πsintdt=4]]>其次，将积分的上限移动θj85，并且导出抖动的眼图面积A=4∫t=0π-θj2sintdt=4[1-sin(θj2)]]]>第三，也是最后一步，求出作为Y4和Y3的一个函数的％眼图。 代入来自第一步推导的结果，得 对cos()和sin()使用半角公式 简化求平方根的表达式，得 通过几何推导、微积分推导，或者任何其他用于从数据流中点的样本测量值来确定这样的信号特性的适当方法，就能得到抖动、噪声以及％眼图的各项数值。
硬件实现图5是一份方框图，作者打算用该图来表示一般的针对光—电转换流的现有信息流，以及一种能将本发明用于捕获光学品质数据的一种可供选择的方法。作者打算用新的主机系统57来表示一种用于连续在线信号监测的基于主机的实施方式。用虚线表示的交叉连接被用来表示旧的GBIC 51将被新的主机系统57接受，以及新的GBIC 73将被旧的主机系统56接受。
现在采取入射光形式的光学流被送到一个光检测器52，它进行从光到电流的实际转换。在由差分转换器54和数字化器55转换为数字差分信号之前，所得到的电子表示具有被滤波器53滤波的非常高的频率成分。差分信号(+/-Rx)被送往GBIC(或MIA，1×9等)的输出引脚，这是通往主机56的输入引脚。到来的Rx信号对被送往串行器/去串行器(SERDES)58，后者产生10或20位的并行信号。这个宽数据被送往协议控制器59，它将10位数据转换为8位数据，并将其送往该系统以便按路由传送。
本发明的一个方面寻求改变这种流程。GBIC 73向新的主机系统57提供成比例的(模拟的)差分信号61，而不是数字化的差分对。只要信号电平处于从370到2000mV的范围内，SERDES 65就按照上述方式来处理此数据。然后，附加电路62将模拟差分信号61转换为单端数据，后者可以被一个闪速型模拟数字转换器(ADC)63读出，并且被一个寄存器64锁存。若在SERDES外部没有全速时钟信号(CLK)68(已提取的时钟信号通常比链路速率低10或20倍)，则一个附加的锁相环(PLL)块67按照时钟周期将数据送入寄存器64。SERDES65和PLL块67交替地执行一个时钟恢复单元(CRU)的功能。可以由这些部件或任何其他合适的装置来执行CRU功能。
寄存器64位于主机局部总线上，并且在需要时可以由主机的固件来探测和读出。寄存器的宽度取决于局部总线的宽度以及闪速型模拟数字转换器的分辨率(位数)。一开始就使用高速先进先出(FIFO)寄存器按照时钟周期送入前6个邻接的样本，以保证高信号电平和低信号电平二者都能被捕获。由于本方法仅寻求捕获逻辑1和逻辑0电平二者的极值，所以在读出这些样本之后，重写后继的各样本而不丢失实际数据。由于数据速率高于1GHz，所以，即使该固件仅记录了各信号的一个很小的百分比，也能仅在几秒钟之内就获得适当大小的样本数。
图9是一个独立的手持式单元的一份方框图，它纳入了许多相同的结构，但是没有SERDES，也没有从滤波器到模拟差分的单端输出的转换。光检测器74将到来的光转换为电流。已调制的信号被施加到PLL 75，它恢复时钟。这被用来对采样保持电路76/闪速电路(flashcircuitry)79进行门控，它们的输出被中点采样与信号特性计算逻辑78寄存和读出。由于在功率以及电流之间存在直接关系，所以，通过将该信号对时间积分，也能看出所接收的平均功率。积分器77类似地进行工作，其积分周期为多个时钟周期。向PLL 75提供信号的振荡器82可以被做成可切换的，以便提供对多种不同的光纤协议或速率的同步能力。示于图9的滤波器81可以针对各种光学协议来配置(例如，光纤信道1吉比特的通信需要一个797MHz的贝塞尔—汤姆逊滤波器)。
再次参照图1，可以被用来确定横坐标数值的逻辑方案有多种，但是下面所提供的是用以产生Y4，Y3，Y2和Y1数值的一棵简单的条件树。条件树可以应用于在线监测器或者手持式单元。在光纤信道的情况下，采样和保持功能块必须获得处于全光纤速率下的6个邻接的样本，并保证在进入程序体之前获得有效的起始数值。不符合8位/10位代码的其他协议可能需要不同的同步建立时间。类似地，来自图9的装置逻辑78可以处于主机系统或者处于接收机之中，并且可以采取软件、硬件、固件、专用集成电路(ASIC)或者一种状态机的形式。
步骤1装载初始的Y4和Y1数值，获取6个邻接的样本S1，S2，S3，S4，S5，S6Set Y4＝S1Set Y1＝S1For i in 23456doIf sample S(i)＞Y4 thenY4＝S(i)Else if sample S(i)＜Y1 thenY1＝S(i)fidoneSet Y3＝Y4Set Y2＝Y1
步骤2初始化计数器C。
令C＝(准备抽取的样本数目)步骤15若计数器内容＞0，则令计数器内容减1(步骤14)。
步骤16否则，计算信号的各项特性。
步骤3获取样本(S)。
步骤4若S＞Y4，则令Y4＝S(步骤9)，并测试计数器(步骤15)。
步骤5否则，若S＞Y3，则舍弃S(步骤10)，并测试计数器(步骤15)。
步骤6否则，若S>[(Y4+Y1)2],]]>则令Y3＝S(步骤11)，并测试计数器(步骤15)。
步骤7否则，若S＞Y2，则令Y2＝S(步骤12)，并测试计数器(步骤15)。
步骤8否则，若S＞Y1，则舍弃S(步骤13)，并测试计数器(步骤15)。
步骤17否则，令Y1＝S；测试计数器(步骤15)。
本仪器一直运行，直到获得足够数目的样本为止，此后，进行针对眼图张度、噪声和抖动的计算，并以数字读出(例如，但不局限于，一个数字多用表)的形式加以显示。
图10是一份针对激光二极管的光输出功率对所施加的电流(二极管电流)的图。响应在反馈环路中所接收的平均光输出功率的水平，来施加偏置电流。调制幅度保持恒定。L1曲线84反映该二极管的量子阱效率。图11描述一个性能已经下降的二极管的特性。其效率已经降低，这导致偏置电流的增加(归因于反馈环路)。调制电流被保持恒定，但是由于L1曲线84’的较低的斜率，使得光输出的峰到峰摆幅已经降低。L1曲线84’的降低了的斜率反映二极管的已降低的性能。通过使用Y4和Y1数值，本发明就可以被用来跟踪一个发射器件(例如一个二极管)的斜率效率。差值(Y4-Y1)就是光学的峰到峰数值，它一旦被收集，就能随着时间进行监测，以便给出性能下降的信号。
通过使用本发明而获得的其他测量结果包括平均功率、峰值功率以及峰到峰幅度。
示例纳入以下的示例是为了进一步地说明本发明。在这些示例中，使用了几何推导。
图6是具有152ps抖动的处于边缘状态的通信装置的一根迹线(用示波器测量)。使用几何推导抖动(在高点计算)＝470.5ps*(6.9/17.05)＝190.4ps抖动(在低点计算)＝470.5ps*(7.2/17.05)＝198.7ps％眼图(在高点计算)＝[1-2*(6.9/34.1)+(6.9)^2/(34.1)^2]*100＝63.6％％眼图(在低点计算)＝[1-2*(7.2/34.1)+(7.2)^2/(34.1)^2]*100＝62.2％在这个实例中，由本发明给出的抖动数值(最坏情况)为198.7ps。％眼图(最坏情况)计算出来是62.2％，它接近于光纤信道最小值，即，57％。这种通信装置处于边缘范围内。
图7是一个已知的失效通信装置的一根迹线，所测得的抖动为340ps。使用几何推导抖动(在高点计算)＝470.5ps*(8.4/19.2)＝205.8ps抖动(在低点计算)＝470.5ps*(13.8/19.2)＝338.2ps％眼图(在高点计算)＝[1-2*(8.4/38.4)+(8.4)^2/(38.4)^2]*100＝61.0％％眼图(在低点计算)＝[1-2*(13.8/38.4)+(13.8)^2/(38.4)^2]*100＝41.0％在这个实例中，计算出来的眼图张度(最坏情况)为41.0％，该装置处于眼图张度的失效范围以内。
图8是已知的良好通信装置的一根迹线，所测得的抖动为76ps。使用几何推导抖动(在高点计算)＝470.5ps*(8.4/25.3)＝156.2ps
抖动(在低点计算)＝470.5ps*(8.6/25.3)＝159.9ps％眼图(在高点计算)＝[1-2*(8.4/50.6)+(8.4)^2/(50.6)^2]*100＝69.6％％眼图(在低点计算)＝[1-2*(8.6/50.6)+(8.6)^2/(50.6)^2]*100＝68.9％由本发明给出的高的抖动数值(159.9ps)归因于高的噪声电平(8.6mV)。％眼图(最坏情况)计算出来为68.9％，处于眼图张度的可接受范围以内。
应当了解，虽然为了说明的目的，在本文中已经描述了本发明的一些特定的实施例，但是，在不脱离本发明的精神实质和范围的前提下，可以作出各种各样的修改。特别是，本发明可以用作一个手持式现场装置或者一个在线监测器。信号特性的显示可以是离散的或连续的，包括数字显示在内，显示方式可以是可视的和可听的其中之一，或者二者都用，或者通过被发送到另一个电子装置的数据信号。信号的各项特性还可以进一步地以各种范围的形式来表达，这些范围表明信号的各项特性处于优选范围，边缘范围或者失效范围。还有，在线监测器可能是主机和接收机的组合，或者采取一部单独的收发信机的形式。相应地，本发明的保护范围仅受到下列权利要求书及其等同的限制。
权利要求
1.一种用于测量通信数据流的信号特性的方法，该方法包括下列各步骤在数据流(3)的波形的中点处，获得至少一个样本测量值；以及根据样本测量值(16)，确定数据流的至少一种信号特性。
2.根据权利要求1所述方法，其中，信号特性是从包括下列各项的组中选出的眼图张度(21)；抖动(23)；噪声(24)；平均功率；峰到峰幅度；以及斜率效率(84)。
3.根据权利要求1或权利要求2所述方法，还包括下列步骤若信号特性处于第一范围内，则产生第一指示。
4.根据权利要求3所述方法，其中，产生第一指示的步骤包括提供可视的或可听的指示。
5.根据权利要求3或权利要求4所述方法，其中，产生第一指示的步骤包括发送一个数据信号。
6.根据权利要求3-5中任何一项所述方法，其中，第一范围对应于优选范围。
7.根据权利要求3-6中任何一项所述方法，还包括下列各步骤若信号特性处于第二范围内，则产生第二指示；以及若信号特性处于第三范围内，则产生第三指示
8.根据权利要求7所述方法，其中，第一范围对应于优选范围；第二范围对应于边缘范围；以及第一范围对应于失效范围。
9.用于执行权利要求1-8所述方法中的任何一种的装置(57，83)。
10.根据权利要求9所述装置，包括一个模拟数字转换器(63，79)；一个时钟恢复单元(67，75)；一个响应于模拟数字转换器和时钟恢复单元的中点采样器(64，78)；以及一个响应于中点采样器的信号特性计算器(64，78)。
全文摘要
本发明提供一种信号完整性的测量方法与装置，通过在数据流的中点(3)处获得样本来测量信号的各项特性。本发明提供一种测量装置(57，83)，适于在现场对被发送的数据流中的信号特性进行测量。本发明特别适用于对数据流的各项信号特性进行现场测量，或者对被发送的数据流中的信号特性进行连续的在线监测。信号特性包括，但不局限于，眼图张度(21)，抖动(23)，噪声(24)，斜率效率，平均功率以及峰到峰幅度。
文档编号H04B3/46GK1468472SQ01816907
公开日2004年1月14日 申请日期2001年8月22日 优先权日2000年10月5日
发明者小哈罗德·B·胡特齐森, 特罗伊·R·康克林, R 康克林, 小哈罗德 B 胡特齐森 申请人:国际商业机器公司