专利名称：使用mos型图象敏感元件的图象传感器的制作方法
本申请是1998年9月29日提交，发明名称为“使用MOS型图象敏感元件的图象传感器”，申请号为98120788.X的发明专利申请的分案申请。
发明内容
本发明涉及带有多个光电转换元件的光电转换器，特别涉及能够改善光电转换的线性的光电转换器，更具体地说，通过利用用于按照光电转换元件产生的电荷输出信号的晶体管的特性和金属氧化物半导体(MOS)晶体管开关的特性，扩宽动态范围，从而改善信号/噪声(S/N)比。
背景技术：
通常，在固态图象传感器中，在大多数情况下使用电荷耦合器(CCD)型光电转换元件；但是，MOS型光电转换元件近来已发展为商业产品。据说，与由CCD型光电转换器传感的图象相比，MOS型光电转换器提供较低质量的图象。但是，如果降低了噪声，那么MOS型光电转换器的优势在于，与CCD型光电转换器相比，在相同的电源情况下能够用较低的能量驱动MOS型光电转换器，并且可用相同的MOS制造工工艺方法制造光电接收单元和其外围电路，因而容易把光电接收单元和其外围电路集成化。因此，MOS型光电转换器的这些优势近来开始引人注目。目前，为了改善由MOS型光电转换器提供的图象质量，可尽量降低随机噪声和固定噪声，并且为了获得更高S/N比的图象信号，有扩宽MOS型光电转换元件动态范围的新要求。
注意，在以下说明中，把MOS型光电转换元件简称为光电转换元件，把MOS型光电转换器简称为光电转换器。
图1是表示常规光电转换器的主要结构的电路图。图1中，排列成二维的光电转换元件1(例如，光电二极管)产生对应于光接收量的电荷。图1中，为了说明方便起见仅示出了16个(4×4)光电转换元件，但是，实际上通常使用大量的光电转换元件。各光电转换元件的一端连接MOS晶体管2的栅极；MOS晶体管2的漏极连接到构成行选择开关的MOS晶体管3的源极，MOS晶体管2的源极通过垂直输出线6连接恒流源7；各MOS晶体管3的漏极通过电源线4连接电源接线端5。上述元件共同构成源极输出器。参考序号14表示构成复位开关的MOS晶体管，其源极连接MOS晶体管2的栅极，其漏极通过电源线4连接电源接线端5。
在该电路中，通过进行电流放大的源极输出器，放大和输出相应于MOS晶体管2的栅极电压的信号，该信号取决于各象素的光电转换元件产生的电荷变化。
各MOS晶体管3的栅极通过垂直栅极线8连接垂直扫描电路9。各复位开关14的栅极通过复位栅极线15还与垂直扫描电路9连接。此外，通过垂直输出线6、构成用于水平转换的开关的MOS晶体管10、水平输出线11和输出放大器12输出来自源极输出器的输出信号。各MOS晶体管10的栅极连接水平扫描电路13。
该电路的动作如下。首先，由复位开关14复位光电转换元件1，随后存储电荷。应该指出，由于光电转换元件1产生依赖于光接收量的电子，所以MOS晶体管2的栅极在复位动作期间被充电到复位电位，MOS晶体管2栅极上的电位随电子的产生下降。因此，在各MOS晶体管2的栅极出现相应于产生的电荷的电位。在超过充电周期后，由源极输出器放大由垂直扫描电路9和水平扫描电路13选择的象素信号，并通过输出放大器12输出。
在上述结构中，由于源极输出器和复位开关14均分相同的电源线4，所以能够减小电路的尺寸。
此外，通过在相应于MOS晶体管2的电源侧排列行选择开关3，使MOS晶体管2的源极和恒流源7之间不存在选择开关3的阻抗；因此，从源极输出器获得良好线性的输出。
下面，说明上述源极输出器的输出特性。
为了简化说明，图2示出了一个光电转换元件1和其对应于信号象素的周边电路。图2中，对与图1所示的相同元件附以相同的参考序号。一般来说，为了使源极输出器线性地工作，即输出电压正比于输入电压，需要使构成源极输出器的MOS晶体管在饱和区域进行工作；因此，应该满足下列条件。
Vds＞Vgs-Vth...(1)其中，Vds是漏极和源极之间的电压差，Vgs是栅极和源极之间的电压差，Vth是阈值电压。
在带有图2所示结构的源极输出器的情况下，假设行选择开关3的导通状态阻抗为Ron，流过源极输出器的电流为Ia，那么由于行选择开关3的电压降，MOS晶体管2的漏极电压为电源电压-Ron×Ia...(2)因此，式(1)中的Vds减少，源极输出器达到工作线性的区域(以下称为“线性工作区域”)变窄。结果，对于取决于光电转换元件1产生的电荷变化的施加在MOS2栅极上的每个电压，源极输出器未工作在线性区域内，并出现以下两个问题(a)在低亮度区的输入输出线性劣化。
(b)饱和电压变小，因此动态区域变窄。
此外，当为了减小行选择开关3上的电压降，减小流过源极输出器的电流时，要用很多时间用小电流对电容充电。因此，要用大量时间传输信号，于是当电荷应该在预定周期传输时，光电转换器中的许多象素受限。因此，常规电路不适于控制大量的象素。
下面，说明常规光电转换器的另一个实例。
图3是表示常规CMOS表面传感器的简化结构的电路图。图3中，表示带有2×2象素的两维表面传感器，但是，象素数并不限于此。
下面，说明对应于图3所示的表面传感器的各象素的电路。在各象素中，设有光电二极管901、作为转换开关的MOS晶体管911，作为复位开关的MOS晶体管902、作为放大器的MOS晶体管903和作为行选择开关的MOS晶体管904。转换开关911的栅极连接由垂直扫描电路910的信号ΦTX(n，n+1)驱动的线，复位开关902的栅极连接由垂直扫描电路910的信号ΦRES(n，n+1)驱动的线，行选择开关904的栅极连接由垂直扫描电路910的信号ΦSEL(n，n+1)驱动的线。
在各光电二极管901中执行光电转换，同时产生光电荷，使转换开关911处于截止状态，并且光电荷不传输到放大器903的栅极。通过在光电荷传输前导通复位开关902，使MOS晶体管903的栅极预置到预定的电压。预定电压是黑色电平。随后或同时，行选择开关904导通，由恒流源905和放大器(MOS晶体管)903构成的源极输出器开始工作。在行选择开关904导通的同时或之后，转换开关911导通，从而由光电二极管901产生的电荷被传输到放大器903的栅极。
因此，选择行的输出被传输给垂直输出线906。然后，通过作为传输栅极工作的MOS晶体管909a和909b，把该输出存储在信号存储单元907中。瞬间存储在信号存储单元907中的输出在水平扫描电路908的控制下连续地输出V0。
图4是表示控制图3所示的CMOS表面传感器的定时图。在周期T1期间，信号ΦTX(n)和ΦTX(n+1)被激活(become active)，由所有象素的光电二极管901产生的电荷通过转换开关911传输给MOS晶体管903的栅极，从而使光电二极管901被复位。在这种情况下，光电二极管901阴极上的一部分电荷被传输给MOS晶体管903的栅极，阴极电压和栅极变为相同的电平。利用与MOS晶体管903连接的大容量的电容CFD913，使MOS晶体管903的电位变得与光电二极管901复位时的阴极电平相同。
在周期T1，打开机械快门(未示出)，让来自目标的光进入；因此，在刚超过周期T1后，在各象素中同步开始充电过程。在周期T3期间，保持打开机械快门，该周期是光电二极管901的充电周期。
在超过周期T3后，在时间T4关闭机械快门，从而完成光电二极管901的充电过程。在这种情况下，光电荷被存储在光电二极管901中。接着，存储的光电荷开始按行读出。
首先，在周期T5期间，信号ΦSEL(n)激活，从而第n行的行选择开关904被导通。在这种情况下，其中每个包括第n行象素的MOS晶体管903的源极输出器激活。然后，在周期T2，信号ΦRES(n)激活，第n行的复位开关902被导通，从而预置MOS晶体管903的栅极。因此，黑色电平的信号被输出给垂直输出线906。
接着，信号ΦTN(n)激活，传输栅极909b被导通，黑色电平的信号被存储在信号存储单元907中。对于第n行的所有象素同步地完成上述动作。当完成把黑色电平的信号传输给信号存储单元907时，信号ΦTX(n)激活，第n行的传输开关911被导通。因此，在第n行的光电二极管901中存储的光电荷被传输给MOS晶体管903的栅极。此时，各MOS晶体管903的栅极按照传输电荷的量变为黑色电平，或复位电平，对应于改变电位的电平信号被输出给垂直输出线906。
然后，信号ΦTS激活，传输栅极909a被导通，垂直输出线906上的信号(以下把这些信号的电平称为“信号电平”)被存储在信号存储单元907上。对于第n行的所有象素同步地完成该动作。在该状态下，信号存储单元907存储黑色电平和第n行的所有象素的信号电平，因此，利用黑色电平和各象素的信号电平之间的差，可消除由MOS晶体管903之间的阈值电压变化产生的固定模式噪声和由复位开关902复位MOS晶体管903时产生热噪声(KTC噪声)。因此，能够通过降低噪声成分来获得高S/N信号。
然后，在周期T7期间，在水平扫描电路908的控制下按时间顺序水平地读出在信号存储单元907中存储的黑色电平和信号电平之间的不同信号。因此，完成第n行信号的输出动作。
同样地，通过按与第n行相同的方式驱动信号ΦSEL(n+1)、ΦRES(n+1)、ΦTX(n+1)、ΦTX(n+1)、ΦTN和ΦTS，读出第(n+1)行信号。
在以上的常规例中，由于输出黑色电平和信号电平之间的差，所以实现了高S/N比，并由此获得高质量图象信号。此外，在形成CMOS晶体管过程中形成上述结构的固态图象敏感元件，从而能够在一片芯片上集成化图象敏感元件和周边电路。因此，降低了制造成本并实现了高性能。
但是，尽管降低了噪声成分，如果读出光电荷的元件的动态范围较窄，那么就不能进一步改善S/N比。
就读出光电荷元件的动态范围而言，根据图5所示的曲线，最大输入电平VG(FD)max为VG(FD)max＝VG(RES)-Vth(RES)...(3)其中，VG(RES)是复位开关902的栅极上的电位，Vth(RES)是复位开关902的阈值电压，在图5中，范围a表示线性工作区，范围b表示动态范围。因此，最大输入电平VG(FD)max是在复位开关902栅极上施加的信号电平ΦRES(n)和复位开关902的栅极和源极之间的阈值电压之间的差。此外，最小输入电平VG(FD)min为VG(FD)min＝VG(TX)-Vth(TX) ...(4)其中，VG(TX)的转换开关911的栅极上的电位，Vth(TX)是转换开关911的阈值电压。因此，最小输入电平VG(FD)min是在复位开关911栅极上施加的信号电平ΦTX(n)和转换开关911的栅极和源极之间的阈值电压之间的差。
因此，输入动态范围Dy为Dy＝VG(FD)max-VG(FD)min＝VG(RES)-VG(TX)+Vth(TX)-Vth(RES) ...(5)在式(5)的输入动态范围Dy中，由于制造的MOS晶体管有差别，所以Vth(TX)和MOS晶体管的Vth(RES)彼此不同。这导致输入动态范围Dy不稳定。
光电转换器可用于需要较高分辨率(较多的象素)和较低能量消耗(较低的电压)的装置，例如今后的数字照相机和电视摄象机(videocamcorder)。但是，常规电路不能满足高分辨率(较多的象素)的上述要求，该分辨率导致驱动负载增加，以及低能量消耗(较低的电压)，这还导致动态范围的劣化。
发明内容
鉴于上述情况，本发明的目的在于提供具有良好输入输出线性的光电转换器。
按照本发明，通过设置带有多个象素单元的光电转换器来实现上述目的，所述各象素单元包括光电转换元件、有用于存储由光电转换元件产生的信号电荷的栅极区和用于相对于在栅极存储的信号电荷的输出信号的源/漏通道的场效应晶体管，将电源提供给场效应晶体管的第一电源线，和连接在场效应晶体管和第一电源线之间的第一开关，该器件的特征在于，当用于复位场效应晶体管栅极的复位电压为Vsig0，场效应晶体管的阈值电压为Vth，流过场效应晶体管的电流为Ia，通过第一电源线施加的电压为Vc1，第一开关的串联电阻为Ron时，各象素单元满足由Vc1-Ron×Ia＞Vsig0-Vth确定的条件。
本发明的另一目的在于提供能够实现良好的输入输出线性并且扩宽动态范围的光电转换器。
按照本发明，通过提供上述光电转换器实现上述目的，其中各象素单元还包括用于复位场效应晶体管栅极区域的第二开关，第一开关和第二开关是带有各自不同阈值电压的场效应晶体管。
按照本发明，通过提供带有多个象素单元的上述光电转换器实现上述目的，各象素单元包括光电转换元件、用于传输由光电转换元件产生的电荷的第一开关、带有用于接收传输电荷的栅极区域和用于输出对应于存储于栅极区域的电荷的输出信号的场效应晶体管、和用于复位场效应晶体管的栅极区域的第二开关，该器件的特征在于，使第一开关的阈值电压和第二开关的阈值电压与场效应晶体管的阈值电压不同。
此外，本发明的再一目的在于按照上述目的减小动态范围的变化。
按照本发明，通过提供上述光电转换器实现上述目的，其中，首先通过用有预定杂质浓度的杂质掺杂用于输出信号的场效应晶体管、第一开关和第二开关的所有沟道区，然后进一步掺杂用于输出信号的场效应晶体管的沟道区，使用于输出信号的场效应晶体管的阈值电压不同于第一开关和第二开关的阈值电压。
根据以下的附图将使本发明的其它特征和优点变得更明显，其中，相同的参考序号表示所有附图的相同部分或相似部分。
包括在说明书中并构成为说明书一部分的附图展示出本发明的实施例，结合说明，其用于说明本发明的原理。
图1是表示常规光电转换器的主要结构的电路图；图2是表示对应于图1所示的常规光电转换器的信号象素的光电转换元件和其周边电路的电路图；图3是表示另一常规光电转换器的主要结构的电路图；图4是表示控制图3所示的光电转换器的定时图；图5是说明动态范围的曲线图；图6是表示对应于本发明第一实施例的一个光电转换元件和其周边电路的电路图；图7是表示本发明第二实施例的晶体管结构的剖面图；图8是表示本发明第二实施例的晶体管结构的剖面图；图9是表示本发明第二实施例的晶体管结构的剖面图；图10是表示本发明第二实施例的晶体管结构的剖面图；图11是表示本发明第二实施例的晶体管结构的剖面图；图12是表示本发明第二实施例的晶体管结构的剖面图；图13是表示对应于本发明第五实施例信号象素的一个光电转换元件和其周边电路的电路图；图14是表示对应于本发明第七实施例信号象素的一个光电转换元件和其周边电路的电路图；图15是表示对应于本发明第八实施例信号象素的一个光电转换元件和其周边电路的电路图；
图16是表示输入输出线性的曲线图；图17是表示本发明第九实施例的晶体管结构的剖面图；图18是表示本发明第十实施例的光电转换器结构的电路图；图19是表示本发明第十一实施例的如图3所示的光电转换器的信号象素的平面图；和图20是表示本发明第十一实施例的如图19所示的光电转换器的信号象素的特定结构的平面图。
具体实施例方式
下面，参照附图详细说明本发明的优选实施例。
本发明第一至第八实施例的光电转换器的整体结构都如图1所示。但是，本发明的MOS晶体管3和14与常规的MOS晶体管不同。因此，相对于常规的MOS晶体管2、3和14，分别以102、103和114来表示本发明的MOS晶体管。
<第一实施例>
图6是表示本发明第一实施例的一个光电转换元件1和其对应于信号象素的周边电路的电路图。图6中，作为行选择开关的MOS晶体管103为场效应晶体管(FET)。假设加在其上的复位开关114的栅极电压为V2，加在其上的行选择开关103的栅极电压为V3，MOS晶体管102的漏极电压为V1，复位开关114的阈值电压为Vth0，行选择开关103的阈值电压为Vth1，MOS晶体管102的阈值电压为Vth2。注意，用MOS晶体管102和103及恒流源7构成源极输出器。
如在“发明背景”中所述，当源极输出器工作在线性工作区时，为了在饱和区工作，MOS晶体管103和102满足条件Vds＞Vgs-Vth...(1)常规源极输出器并不总是工作在上式(1)所示的区域。因此，在本发明中，这样设计光电转换器，使源极输出器的MOS晶体管总满足式(1)。在第一实施例中，说明设计源极输出器使其满足式(1)的条件。
参照图6，在第一实施例中，当把MOS晶体管102的源极电压设定为基准电压时，式(1)中的Vds就为V1，Vgs是MOS晶体管102的栅极电压，Vth是Vth2。当用Ron表示MOS晶体管103的导通状态的阻抗时，V1如下表示V1＝Vc1-Ron×Ia...(6)把式(6)代入式(1)，变成Vc1-Ron×Ia＞Vgs-Vth2...(7)在本发明的光电转换器中，MOS晶体管102的栅极最初被充电至复位电压Vsig0，并响应依据光量的由光电转换元件1产生的电子造成的电压降。因此，为了使源极输出器总工作在线性工作区，当复位电压Vsig0施加在MOS晶体管102的栅极上时，即，当Vgs＝Vsig0时，把MOS晶体管102、103和114设计成工作在饱和区。
应该指出，当输入信号Vin(MOS晶体管102的栅极电压)和输出信号Vout(源极输出器的输出信号)如下表示时，Vout＝A×Vinγ...(8)其中，A是增益，γ是参数值，源极输出器的输入输出线性按照γ值偏离1的多少来决定。
图16是表示本发明第五至第八实施例的输入输出线性改善的曲线图。图16中，横坐标表示行选择开关103的导通状态的阻抗，纵坐标表示γ值。如图16所示，可以看出，源极输出器的输入输出线性在式(7)成立的区域中是可靠的。
在第五实施例中，在复位开关114工作在饱和区的情况下，复位电压Vsig0由下式(9)表示Vsig0＝V2-Vth0...(9)接着，由于行选择开关103的导通状态阻抗Ron随其阈值电压Vth1变化，所以式(7)的左侧就等于Vth1。假设流过行选择开关103的电流与流过源极输出器的电流相同，可得到下式。
Ia＝K(V3-V1-Vth1)2...(10)其中，K＝1/2×μ×Cox×W/Lμ迁移率
Cox单位面积的栅极氧化物电容W栅极宽度L栅极长度在第一实施例中，使用逐渐沟道逼近法(gradual channelapproximation)。通过式(10)求得V1，即V1＝V3-Vth1-(Ia/K)1/2...(11)把式(9)和(11)代入式(1)，当把复位电压Vsig0施加在MOS晶体管102的栅极上时，可获得源极输出器工作在线性工作区的条件。即V3-Vth1-(Ia/K)1/2＞V2-Vth0-Vth2...(12)因此，可设计光电转换器使其满足式(12)。
在第一实施例中，说明了当源和阱的电位相同时，MOS晶体管102、103和114有理想的阈值电压的情况。
当所有MOS晶体管102、103和114有相同的阈值电压，源和阱的电位相同，栅极电压V2和V3为相同的电源电压(即V2＝V3＝Vc1)时，复位开关114的阈值电压Vth0和行选择开关103的阈值电压Vth1在复位电压Vsig0施加在MOS晶体管102的栅极上时是相同的。因此，把式(12)简化为(Ia/K)1/2＜Vth2...(13)在这种情况下，从式(13)可知，流过源极输出器的最大电流由MOS晶体管102的阈值电压Vth2限定。
下面，使用典型值更详细地论述上述说明。参照图6，例如，把5V电压施加在电源接线端(Vc1＝5V)上，还把5V电压施加在复位开关114和行选择开关103的栅极上(V2＝V3＝5V)。此外，当各MOS晶体管的栅极氧化物厚度约为15nm，阱的杂质浓度为4×1016粒/cm3，在源和阱的电位相同的情况下的阈值电压为0.6V时，假设因反馈栅极作用使阈值电压增加，使复位开关114和行选择开关103的0.6V的阈值电压增加至1.4V(＝Vth0、Vth1)。在这些条件下，由式(9)获得由复位开关114的特性确定的复位电压Vsig0，即
Vsig0＝5-1.4＝3.6[V] ...(14)接着，根据式(11)，MOS晶体管102的漏极电压V1为V1＝5-1.4-(Ia/K)1/2＝3.6-(Ia/K)1/2...(15)此外，当栅极电压Vsig0为3.6V时，MOS晶体管102的阈值电压Vth2为Vth2＝1.24[V] ...(16)通过把式(15)和(16)代入式(1)，那么得到(Ia/K)1/2＜1.24 ...(17)该结果与式(13)一致，可以看出，流过源极输出器的电流受到满足式(13)量的限定。此外，当MOS晶体管的μ＝400[cm2/S·V]Cox＝2.3×10-7[F/cm2]W＝1[μm]L＝1[μm]时，那么K＝4.6×10-5[A]和Ia＝7.5×10-5[A]因此，当使用有上述说明和特性的MOS晶体管时，通过把由恒流源7产生的电流Ia设定为7.5×10-5A，源极输出器就总是工作在线性工作区。
根据上述说明的第一实施例，通过使各MOS晶体管满足式(1)来设计源极输出器，利用总在线性工作区工作的源极输出器，能够构成有良好输入输出线性的光电转换器。
<第二实施例>
在第二实施例中，说明了MOS晶体管103有不同于MOS晶体管102和114的阈值电压的情况。
如第一实施例的说明，当MOS晶体管102、103和114有理想的阈值电压时，允许流过源极输出器的电流被限定在很小的值。因此，当要求较高分辨率和需要使源极输出器驱动增加的负载时，第一实施例中说明的结构就不能满足要求。
但是，通过把行选择开关103的阈值电压设定得低于MOS晶体管102和114的阈值电压，就能够满足式(12)或式(1)，同时增加电流Ia。当施加在复位开关114栅极上的电压V2和施加在行选择开关103栅极上的电压V3相同时(V2＝V3)，与第一实施例类似，通过式(12)求出(Ia/K)1/2，得到条件(Ia/K)1/2＜Vth0+Vth2-Vth1...(18)由于Vth0＞Vth1和Vth2＞Vth1，所以Vth0+Vth2-Vth1就大于式(13)的Vth2，即Vth0+Vth2-Vth1＞Vth2。因此，能够把由式(18)表示的电流Ia设定为大于由式(13)表示的值。
应该指出，根据使用目的，可以灵活地确定MOS晶体管114、103和102(Vth0、Vth1、Vth2)的阈值电压。
下面，说明改变MOS晶体管的阈值电压的几种方式。
(1)在沟道区形成掺杂层参照图7，参考序号401表示半导体衬底，图7中，该衬底是p型半导体。此外，参考序号402表示在半导体衬底401上形成由栅极氧化物405分开的栅极，由例如多晶硅、多晶硅硅化物(polycide)和其上的层压膜构成。参考序号403表示其导电类型与半导体衬底401相反的源极和漏极，例如通过在半导体衬底401中注入离子来形成。上述部分构成场效应晶体管(FET)。
随后，利用在预定的晶体管沟道区形成掺杂层404，能够容易地使晶体管具有与其它晶体管不同的阈值电压。例如，图7中，通过掺杂n型离子形成掺杂层404，与没有掺杂层的阈值电压相比，能够降低阈值电压。相反，通过掺杂p型离子，能够增加阈值电压。通过控制杂质浓度和掺杂层404的深度，能够精确地确定阈值电压的变化。
应该指出，在该结构中，在一个晶体管上形成掺杂层。但是，本发明并不限于此，在多于一个晶体管上可以形成设定最佳条件的带有不同杂质浓度的掺杂层。
(2)形成阱区作为改变阈值电压的另一种方法，有构成图8所示的晶体管的方法。应该指出，图8中，与图7所示的相同部分附以相同的参考序号，并省略其说明。
图8中，参考序号501表示在形成晶体管的预定区域中形成的阱。图8中，p型阱501的杂质浓度不同于为相同p型的半导体衬底401的杂质浓度。因此，通过形成与半导体衬底401有不同杂质浓度的阱501，能够容易地控制预定的晶体管的阈值电压。应该指出，图8中，表示在p型衬底上形成p型阱的情况，但是，本发明并与限于此，在n型衬底上，能够形成有不同杂质浓度的多个p型阱，以便控制获得预定的阈值电压。
(3)控制栅极上的介质膜的厚度作为改变阈值电压的另一种方法，有构成图9所示的晶体管的方法。应该指出，图9中，与图7所示的相同部分附以相同的参考序号，并省略其说明。
参考序号601和602表示在对应的FET的栅极下的介质膜。以下，把介质膜称为“栅极介质膜”。通过使设置在预定晶体管的栅极402与半导体衬底401之间的栅极介质膜的厚度不同于其它晶体管的栅极介质膜的厚度，能够形成有与其它晶体管不同阈值电压的晶体管。
此外，利用有不同介电常数的材料制作不同晶体管中的栅极介质膜，可获得同样的效果。例如，在一个晶体管中可使用氧化硅，在另一个晶体管中可使用氮化硅。在该方式中，能够形成有与其它晶体管不同阈值电压的晶体管。
(4)控制衬底偏压作为改变阈值电压的另一种方法，有构成图10所示晶体管的方法。应该指出，图10中，与图7所示的相同部分附以相同的参考序号，并省略其说明。
其中，在其导电型与源和漏相反的各阱501中形成各FET。在形成期望改变其阈值电压的晶体管的阱501与用于其它晶体管的其它阱分开一定距离。图10中的阱501连接不同的电压源701和702。在该结构中，利用相互不同的电源701和702的不同电压，能够使预定的晶体管的阈值电压不同于因FET中称为背栅(back-gate)效应所引起的其它晶体管的阈值电压。
利用上述结构，通过在半导体工艺处理后改变电源的电压，能够改变阈值电压；因此，可更精确地控制阈值电压。此外，快速地进行反馈，使阈值电压处于最佳条件。再有，对于所有晶体管，可按相同条件设计形成阱的条件，可以简化形成晶体管的半导体制造工艺。
(5)控制栅极的长度图11表示改变晶体管的阈值电压的另一种方法。应该指出，图11中，与图7所示的相同部分附以相同的参考序号，并省略其说明。
参照图11，晶体管的栅极801和802的长度被改变。在绝缘栅极FET中，当栅极长度短于3～4μm时，会出现众所周知的因沟道的源极边缘和漏极边缘的边缘电场效应造成的阈值电压下降的现象。这被称为短沟道效应。
图11所示的结构利用短沟道效应，通过使预定的晶体管的栅极长度不同于其它晶体管，能够实现不同的阈值电压。
根据上述结构，在半导体制造工艺中形成单一型的晶体管；因此，能够以低成本制造晶体管。此外，不必设置如图10所示的外部电源接线端，可简化控制电路。
(6)控制栅极的宽度图12表示改变晶体管的阈值电压的另一种方法。应该指出，图12中，与图7所示的相同部分附以相同的参考序号，并省略其说明。
参照图12，改变晶体管的栅极803和804的宽度。在绝缘栅极FET中，薄介质膜一般设置在相互绝缘的邻近元件之间，把元件下衬底的杂质浓度设计得较浓，以便不易出现逆转现象。因此，当不能忽视元件分离区域与栅极宽度的比率时，阈值电压增加。这种现象是已知的窄沟道效应。图12所示的结构利用窄沟道效应，和通过使预定的晶体管的栅极宽度不同于其它晶体管，能够实现不同的阈值电压。
根据上述结构，在半导体制造工艺中形成单一型的晶体管；因此，能够以低成本制造晶体管。此外，不必设置如图10所示的外部电源接线端，可简化控制电路。
按照如上所述的第二实施例，除与第一实施例有相同的效果外，还能够在使动态区不变窄的情况下允许增加流过光电转换器的源极输出器的电流。
在第二实施例中，以n型FET作为说明的实例，但通过按类似的方式控制其阈值电压，也可以使用p型FET来代替n型FET。
此外，为了表示流过行选择开关103的电流Ia，在上述实施例中使用了逐渐沟道逼近法(式(10))。这表示理想晶体管的特性。如果实际的晶体管因尺寸减小与用式(10)表示的理想晶体管不同，但仍可保持本发明的效果。本发明的原理是控制FET的导通状态阻抗，以满足式(7)，而且如第二实施例所述，该方法对设计带有不同阈值电压的行选择开关103和复位开关114十分有效。
<第三实施例>
下面，说明本发明的第三实施例。在第三实施例中，施加在复位开关114的栅极上的电压V2和施加在行选择开关103的栅极上的电压V3被设定为不同值，以满足式(12)。
当把复位电压Vsig0施加在MOS晶体管102的栅极上时，如果MOS晶体管114、103和102的阈值电压是理想的(Vth0＝Vth1＝Vth2＝Vth)，通过求出式(12)的(Ia/K)1/2，得到(Ia/K)1/2＜-V2+V3+Vth...(19)通过设定V3＞V2，式(19)的右侧大于式(13)中的Vth2，即-V2+V3+Vth＞Vth2。因此，能够把式(19)中的电流Ia设定得大于式(13)中的电流值。
按照如上所述的第三实施例，除与第一实施例有相同的效果外，还能够在使动态区不变窄的情况下允许增加流过光电转换器的源极输出器的电流。
此外，通过在半导体工艺处理后改变电源的电压，能够改变阈值电压；因此，可更精确地控制阈值电压。此外，快速地进行反馈，使阈值电压处于最佳条件。
应该指出，在第三实施例中，如在第二实施例中所述，还能够设计行选择开关103，使其有与MOS晶体管102和复位开关114不同的阈值电压。
<第四实施例>
作为第四实施例，说明使复位开关114工作在饱和区，使行选择开关103工作在线性区的情况。在该情况下，假设流过行选择开关103的电流与流过源极输出器的电流相同，参照图6，获得下式(21)。
Ia＝K(V3-V1-Vth1)2-K(V3-Vc1-Vth1)2...(20)其中，K＝1/2×μ×Cox×W/Lμ迁移率Cox单位面积的栅极氧化物的电容W栅极宽度L栅极长度通过式(20)求出V1，得到V1＝V3-Vth1-(Ia/K+(V3-Vc1-Vth1)2)1/2...(21)通过把式(21)和式(9)代入第一实施例所示的式(1)，当把复位电压Vsig0施加在MOS晶体管102的栅极上时，源极输出器工作在线性工作区的条件如下表示V3-Vth1-(Ia/K+(V3-Vc1-Vth1)2)1/2＞V2-Vth0-Vth2...(22)在第四实施例中，以与在第二实施例中所述的相同方式控制复位开关114的阈值电压和行选择开关103的阈值电压，以满足上式(22)，能够使源极输出器总工作在线性工作区。
此外，按与在第三实施例中所述的相同方式，还能够控制施加在复位开关114的栅极上的电压V2和施加在行选择开关103的栅极上的电压V3。
此外，还能够控制源极输出器的电源电压。
<第五实施例>
图13是表示本发明第五实施例的对应于信号象素的一个光电转换元件1和其周边电路的电路图。应该指出，图13中，与图6所示的相同元件附以相同的参考序号，并省略其说明。
图13中，参考序号1001表示仅对复位开关114设置的电源线，其不同于源极输出器的电源线。对于电源线1001，施加电压Vc2。在第五实施例中，把复位开关114设计工作在(Vc2-Vsig0≤V2-Vsig0-Vth0→Vc2≤V2-Vth)的线性区，把行选择开关103设计工作在饱和区。在该情况下，复位电压Vsig0用下式表示。
Vsig0＝Vc2...(23)通过把式(23)和式(11)代入第一实施例所示的式(1)，那么当把复位电压Vsig0施加在MOS晶体管102的栅极上时，使源极输出器工作在线性区的条件如下式所示。
V3-Vth1-(Ia/K)1/2＞Vc2-Vth2其中，Vc2≤V2-Vth0...(24)因此，通过把复位开关114的电源电压Vc2设定得不同于源极输出器的电压Vc1，就能够使源极输出器总工作在线性工作区。
应该指出，在第五实施例中，如第二实施例所述，还能够把MOS晶体管103设计成带有与MOS晶体管102和114不同的阈值电压。
<第六实施例>
下面，在第六实施例中说明把图13所示的复位开关114和行选择开关103都设计工作在线性区的情况。通过把第五实施例中所示的式(23)和第四实施例中所示的式(21)代入式(1)，那么当把复位电压Vsig0施加在MOS晶体管102的栅极上时，使源极输出器工作在线性区的条件如下式所示。
V3-Vth1-(Ia/K+(V3-Vc1-Vth1)2)1/2＞Vc2-Vth2其中(Vc2≤V2-Vth0) ...(25)在第六实施例中，按与第二实施例中所述的相同方式，通过控制复位开关114的阈值电压Vth0和行选择开关103的阈值电压Vth1，能够使源极输出器总工作在线性工作区。
此外，按与第三实施例所述的相同方式，还能够控制施加在复位开关114的栅极上的电压V2和施加在行选择开关103的栅极上的电压V3。
此外，按与第五实施例所述的相同方式，还能够控制复位开关114的电源电压Vc2和源极输出器的电源电压Vc1。
<第七实施例>
图14是表示本发明第七实施例的对应于信号象素的一个光电转换元件1和其周边电路的电路图。应该指出，图14中，与图6所示的相同元件附以相同的参考序号，并省略其说明。
图14中，参考序号1101表示在复位开关114的栅极和MOS晶体管102的栅极之间形成的第一电容器。作为该电容器1101，它可以有意地形成，或可以利用寄生电容器。参考序号1102表示在MOS晶体管102的栅极和地之间形成的第二电容器。
利用以上结构，把MOS晶体管102的栅极电压复位到由复位开关114的源极、栅极、漏极和阱的电位确定的电压。接着，通过改变复位开关114的栅极电压，使复位开关114关闭。此时，由于在复位开关114的栅极线15和MOS晶体管102的栅极之间的电容器耦合，所以MOS晶体管102的栅极电压按依据第一电容器1101与第二电容器1102比率的量改变。例如，当复位开关114是n沟道晶体管时，能够把MOS晶体管102栅极上的电位改变至低于初始复位电压的电位。假设改变量为ΔV，重写第一实施例所述的式(12)，那么得到V3-Vth1-(Ia/K)1/2＞V2-Vth0-ΔV-Vth2...(26)如式(26)所示，通过控制在复位开关114的栅极和MOS晶体管102的栅极之间形成的电容器1101的值，和在MOS晶体管102的栅极和地之间形成的电容器1102的值，能够改变复位电压，使源极输出器线性地工作。在以上结构中，在相同的半导体工艺中形成单一类型的晶体管；因此，能够以低成本制造晶体管。此外，除了有与第一实施例相同的效果外，通过控制衬底偏压，还不必设置在第二实施例的改变阈值电压(4)的方法所述的外部电源接线端。
<第八实施例>
图15是表示本发明第八实施例的对应于信号象素的一个光电转换元件1和其周边电路的电路图。应该指出，图15中，与图6所示的相同元件附以相同的参考序号，并省略其说明。
图15中，参考序号1201表示用于从光电转换元件1至MOS晶体管102进行信号电荷的完全过渡传输的电荷转换开关。参考序号702表示用于控制转换开关1201的转换栅极线。一般来说，为了增加光电转换器的灵敏度，把光电转换元件1设计成带有较大面积，以增加能够存储的信号电荷量。但是，相应于该面积增加，在MOS晶体管102栅极上的寄生电容也增加；因此，使光电荷转换成电压的转换效率降低，妨碍了有效地改善灵敏度。为了解决这个问题，通过设置转换开关1201，把MOS晶体管102的栅极电容设计得小于光电转换元件1(例如，光电二极管)的电容，进行完全的过渡转换，使由大尺寸的光电转换元件1产生的光电荷被转换成与MOS晶体管102的栅极电容成反比变化的大电压，能够改善灵敏度。
按照如上所述的第八实施例，能够实现与第一实施例所述的相同效果。
<第九实施例>
在第九实施例中，光电转换器有图3所示的结构，并省略其说明。利用这种结构，为了扩宽输入动态范围Dy，应该增加由下式(5)(在“发明的背景”中所述)获得的值，Dy＝VG(FD)max-VG(FD)min＝VG(RES)-VG(TX)+Vth(TX)-Vth(RES)...(5)为了增加值Dy，即，为了扩宽输入动态范围，应该把复位开关902的阈值电压Vth(RES)设定得较低。这是因为通过把Vth(RES)设定得较低，使由式(3)表示的最大输入电平VG(FD)max变高，能够使复位开关最大限度地使用源极输出器的线性工作区。但是，必须把行选择开关904的阈值电压设定得相当高，以确保行选择开关904的开关特性的稳定性。
因此，在第九实施例中，把复位开关902的阈值电压Vth(RES)和转换开关911的阈值电压Vth(TX)设定得比行选择开关904和MOS晶体管102的阈值电压低。
作为实现不同阈值电压的方法，可采用第二实施例所述的各种方法。
但是，在沟道区形成掺杂层的方法中，即在方法(1)中，除了在转换开关911的阈值电压Vth(TX)和复位开关902的阈值电压Vth(RES)之间特意形成的差之外，不但不同象素的转换开关911的阈值电压相互不同，而且不同象素的复位开关902的阈值电压也因晶体管制造的偏差而相互不同。这导致用式(5)表示的输入动态范围Dy在象素之间变化的问题。下面，参照图17，说明为解决上述问题在沟道区形成掺杂层的方法。应该指出，图17中，与图7所示的相同部分附以相同的参考序号，并省略其说明。
(1’)在沟道区形成掺杂层图17中，参考序号404和404’表示掺杂沟道区。通过调整在相应晶体管的沟道区形成的掺杂层404和404’的杂质浓度，能够容易地改变各晶体管的阈值电压。更具体地说，在各晶体管的沟道区上进行掺杂，一次形成掺杂层404，然后，在预定的晶体管的沟道区上再进行掺杂；从而构成有不同杂质浓度的掺杂层404和404’。例如，在第二次掺杂处理中通过把n型离子掺杂到掺杂层404中，与未进行第二次掺杂处理的晶体管相比，使阈值电压降低。相反，通过掺杂p型离子，能够增加阈值电压。在进行第二次掺杂后，通过控制掺杂层404’的浓度，能够精确地确定阈值电压的改变量。
其中，仅在转换开关911和复位开关902上进行第一次掺杂，同时在MOS晶体管903和行选择开关904上进行第一次和第二次掺杂。由于用单一工艺确定转换开关911和复位开关902的阈值电压，所以使晶体管的制造偏差的量和方向在转换开关911的阈值电压Vth(TX)和复位开关902的阈值电压Vth(RES)之间变得相同，因此，使式(5)中Vth(TX)-Vth(RES)的值稳定；结果，使输入动态范围稳定。
此外，由于转换开关911和复位开关902的杂质浓度低于MOS晶体管903和行选择开关904的杂质浓度，所以转换开关911和复位开关902的阈值电压变得大于MOS晶体管903和行选择开关904的阈值电压。因此，使动态范围扩宽。
<第十实施例>
在第十实施例中，说明了省略图3所示的行选择开关904的情况。图18是表示本发明第十实施例的光电转换器结构的电路图。应该指出，图18中，与图3所示的相同元件附以相同的参考序号，并省略其说明。
参照图18，把在光电二极管901上存储的光电荷通过转换开关911提供给MOS晶体管903的栅极，当选择脉冲ΦSEL变高时，MOS晶体管903被激励。然后，当用恒流源905激励源极输出器时读出电荷，对应于MOS晶体管903的栅极电压的信号出现在垂直扫描电路906上。因此，当信号ΦTS变高时，对应于由光电二极管901产生的电荷被存储在信号存储单元907中。
因此，在导通转换开关911前，通过使信号ΦRES变高，把MOS晶体管903的栅极复位到高电平。在复位动作刚完成后，通过使选择信号ΦSEL变高，激励MOS晶体管903。在这种情况下，利用导通转换栅极909b，通过垂直扫描线906把噪声成分存储在信号存储单元907中。
按照上述光电转换器，由于未使用行选择开关，消除了使MOS晶体管903工作在饱和区的上限。因此，通过设定高复位电压，能够增加源极输出器的线性工作区。此外，由于VG(RES)-Vth(RES)＝VG(SF)，其中VG(RES)是复位开关902的栅极电压，VG(SF)是MOS晶体管903的栅极上的复位电位，所以利用降低复位开关902的阈值电压Vth(RES)，能够增加复位电位VG(SF)。
而且，应该把MOS晶体管903的阈值电压Vth(SF)设定得不低于其稳定工作的阈值电压。因此，应该保持Vth(SF)＞Vth(RES) ...(27)能够采用第二实施例所述的各种改变阈值电压的方法和参照图17的第九实施例所述的方法来满足式(17)。特别是在参照图17的第九实施例所述的方法中，由于复位开关902的沟道区中的杂质浓度低于MOS晶体管903，所以MOS晶体管903的阈值电压Vth(SF)大于满足条件(27)的复位开关902的阈值电压Vth(RES)。因此，使输入动态范围扩宽，而且减小了晶体管的制造偏差。
<第十一实施例>
下面，参照图19说明本发明的第十一实施例。图19是表示图3所示的光电转换器的单一象素的平面图。图19所示的光电转换器包括光电二极管901、转换由光电二极管901产生的光电荷的转换开关911，带有浮置扩散(floating diffusion)单元的MOS晶体管903，与MOS晶体管903的漏极连接的行选择开关904。此外，设有电源线VDD和垂直输出线906。
为了制造这种结构，在对沟道区的第一次掺杂中，进行所有MOS晶体管的沟道面积的掺杂，在进行第二次掺杂前，用虚线表示且标有“CD2(第二次沟道掺杂)中的光刻胶”的光刻胶覆盖转换开关911和复位开关902，然后进行离子注入。
此外，通过把转换开关911和复位开关902的栅极长度设计得较短，把MOS晶体管903和行选择开关904的栅极长度设计得较长，和/或通过把行选择开关904的沟道长度设计得比复位开关902和MOS晶体管903的沟道长度长，能够增加光电转换器的线性工作区。
图20是表示图19所示的光电转换器的象素的特定排列实例的平面图。参照图20，转换开关911的沟道长度是0.6μm，复位浮置扩散单元的沟道长度是0.6μm，MOS晶体管903的沟道长度是1.0μm，选择开关904的沟道长度是1.0μm。
因此，能够扩宽源极输出器的动态范围，并且降低因制造晶体管的偏差造成的动态范围的变化。
在CMOS制造工艺中，尽管器件使用光电二极管，但本发明第九至第十一实施例的光电转换器能够与作为扫描电路的移位电阻器一起制造；因此，通过改善光电转换器的动态范围和线性性，减小光电转换器的动态范围的变化，一般能够把称为CMOS的传感器用作光电转换器。
本发明并不限于以上实施例，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，能够进行各种变化和变更。因此，本发明的公开范围由以下权利要求限定。
权利要求
1.一种光电转换器，带有多个象素单元，各个单元包括光电转换元件(901)，用于传输由所述光电转换元件产生的电荷的第一开关(911)，带有用于接收被传输的电荷的栅极区且相应于在栅极区存储的电荷输出信号的场效应晶体管(903)，和用于复位所述场效应晶体管的栅极区域的第二开关(902)，所述器件的特征在于，使所述第一开关的阈值电压和所述第二开关的阈值电压不同于所述场效应晶体管的阈值电压。
2.如权利要求1的光电转换器，其特征在于，所述场效应晶体管(903)的阈值电压大于所述第一开关(911)和所述第二开关(902)的阈值电压。
3.如权利要求1的光电转换器，其特征在于，各所述象素单元还包括连接在所述场效应晶体管(903)和对所述场效应晶体管提供功率的电源之间的第三开关(904)。
4.如权利要求1的光电转换器，其特征在于，所述第二开关(902)和所述第三开关(904)是有相互不同的阈值电压的场效应晶体管。
5.如权利要求1至4中任一项的光电转换器，其特征在于，所述第一开关(911)和所述第二开关(902)是场效应晶体管，通过使所述场效应晶体管的沟道区的杂质浓度不同于所述第一开关和所述第二开关的沟道区中的杂质浓度，使用于输出信号的所述场效应晶体管(903)的阈值电压不同于所述第一开关和所述第二开关的阈值电压。
6.如权利要求5的光电转换器，其特征在于，首先用预定杂质浓度的杂质掺杂用于输出信号的所述场效应晶体管、所述第一开关和所述第二开关的所有沟道区，然后再次掺杂用于输出信号的所述场效应晶体管的沟道区，使用于输出信号的所述场效应晶体管(903)的阈值电压不同于所述第一开关(911)和所述第二开关(902)的阈值电压。
7.如权利要求1至4中任一项的光电转换器，其特征在于，所述第一开关(911)和所述第二开关(902)是场效应晶体管，通过使用于输出信号的所述场效应晶体管的阱区的杂质浓度不同于所述第一开关和所述第二开关的阱区的杂质浓度，使用于输出信号的所述场效应晶体管(903)的阈值电压不同于所述第一开关(911)和所述第二开关(902)的阈值电压。
8.如权利要求1至4中任一项的光电转换器，其特征在于，所述第一开关(911)和所述第二开关(902)是场效应晶体管，通过使用于输出信号的所述场效应晶体管的栅极介质膜的厚度不同于所述第一开关和所述第二开关的栅极介质膜的厚度，使用于输出信号的所述场效应晶体管(903)的阈值电压不同于所述第一开关和所述第二开关的阈值电压。
9.如权利要求1至4中任一项的光电转换器，其特征在于，所述第一开关(911)和所述第二开关(902)是场效应晶体管，通过用不同于所述第一开关和所述第二开关的栅极介质膜的介电常数的材料构成用于输出信号的所述场效应晶体管的栅极介质膜，使用于输出信号的所述场效应晶体管(903)的阈值电压不同于所述第一开关和所述第二开关的阈值电压。
10.如权利要求1至4中任一项的光电转换器，其特征在于，所述第一开关(911)和所述第二开关(902)是场效应晶体管，并且在相互隔离的不同阱区形成用于输出信号的场效应晶体管(903)、的阱区所述第一开关和所述第二开关，通过把与在所述第一开关和所述第二开关上施加的电压不同的电压施加在用于输出信号的所述场效应晶体管上，使用于输出信号的所述场效应晶体管的阈值电压不同于所述第一开关和所述第二开关的阈值电压。
11.如权利要求1至4中任一项的光电转换器，其特征在于，所述第一开关(911)和所述第二开关(902)是场效应晶体管，通过使用于输出信号的所述场效应晶体管的栅极长度不同于所述第一开关和所述第二开关的栅极长度，使用于输出信号的所述场效应晶体管(903)的阈值电压不同于所述第一开关和所述第二开关的阈值电压。
12.如权利要求1至4中任一项的光电转换器，其特征在于，所述第一开关(911)和所述第二开关(902)是场效应晶体管，通过使用于输出信号的所述场效应晶体管的栅极宽度不同于所述第一开关和所述第二开关的栅极宽度，使用于输出信号的所述场效应晶体管(903)的阈值电压不同于所述第一开关和所述第二开关的阈值电压。
全文摘要
一种光电转换器，带有多个象素单元，各个单元包括光电转换元件(901)，用于传输由所述光电转换元件产生的电荷的第一开关(911)，带有用于接收被传输的电荷的栅极区且相应于在栅极区存储的电荷输出信号的场效应晶体管(903)，和用于复位所述场效应晶体管的栅极区域的第二开关(902)，所述器件的特征在于，使所述第一开关的阈值电压和所述第二开关的阈值电压不同于所述场效应晶体管的阈值电压。
文档编号H04N5/355GK1527392SQ20031011862
公开日2004年9月8日 申请日期1998年9月29日 优先权日1997年9月29日
发明者光地哲伸, 利, 须川成利, 上野勇武, 武, 久, 小川胜久, 仁, 小泉彻, 己, 樱井克仁, 樋山拓己 申请人:佳能株式会社