专利名称：接收方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及接收技术，特别是涉及用于接收扩频信号的接收方法及装置。
背景技术：
作为使用了2.4GHz频带的无线频率的扩频通信系统，IEEE802.11b标准的无线LAN(Local Area Network)正被采用。该无线LAN通过CCK(Complementary Code Keying)调制实现11Mbps的最大传送速率。另一方面，无线LAN的带宽由电波法定为26MHz，故直接扩散方式的芯片速率上限也为26Mbps。但是，在用理想奈奎斯特滤波器频带限制芯片速率26Mbps时，D/A转换器的采样频率为40MHz，由于还需要D/A转换后陡峭的频带限制，故不太现实。因此，实际上并非利用奈奎斯特滤波器的频带限制，而是由D/A转换后的模拟滤波器进行基本频带限制，故呈最大11Mbps左右的芯片速率。对应于这种CCK调制的接收装置，一般预先准备多个所发送信号波形的模型，将最接近所接收信号波形的波形发送信号作为解调结果(例如，参照专利文献1)。
专利文献1特开2003-168999号公报在CCK调制后的信号、即沃尔什码的解调中，通过FWT(Fast WalshTransformation)运算，从所接收信号计算多个相关值。而且，从多个相关值中选择值最大的相关值，再生应提供该相关值而发送的信号组合。但是，由于噪声和多路径传输路径的影响，若在由FWT运算得到的相关值中含有误差，则也有时未发送的信号组合被错误选择。再者，因为希望无线LAN装置小型化，故应尽可能地简化内部处理。
发明内容
本发明鉴于上述情况，其目的在于提供一种抑制用于推断由沃尔什变换后的结果所发送的信号的处理量，高精度地推断所发送信号的接收技术。
本发明的某种形态是接收装置。该装置具有接收将由多个相位信号分别生成的多个芯片的沃尔什码作为一个符号的信号的接收部；对所接收的信号相位进行修正，以便接近配置了多个芯片的沃尔什码的相位的其中之一的相位修正部；根据配置了多个芯片的沃尔什码的相位，将应配置修正相位后的信号的相位平面预先分割为多个部分区域，通过从多个部分区域中检测对应于修正相位后的信号的一个部分区域，从而变换为对应于从修正相位后的信号检测出的部分区域的值的信号变换部；以一个符号为单位，对对应于检测出的部分区域的值作沃尔什变换，以分别生成多个相关值的沃尔什变换部；和从所生成的多个相关值中选择一个相关值，并且输出对应于该选择的相关值的多个相位信号的选择部。在该装置中，信号变换部可规定为使对应于所检测出的部分区域之值的位数比修正相位后的信号位数还少。
利用上述装置，由于在将应进行沃尔什变换的信号变换为位数少的信号之后作沃尔什变换，故可减少处理量。而且，由于修正绝对相位，以使所接收的信号相位配置成预先设定的相位，故即使不减少信号位数也可减小接收特性的降低。
信号变换部可以规定为多个部分区域的数变成应配置多芯片的沃尔什码的相位数以上，而且也可规定为对应于包含应配置多芯片的沃尔什码的相位的部分区域之值的绝对值变大。
根据以上装置，因对应于部分区域的值被规定为只要可靠性高就变大，所以可以提高基于对应部分区域的值的沃尔什变换结果的精度。
信号变换部也可以设置应属于修正相位后的信号大小比规定阈值还小时的部分区域，并规定为对应于该部分区域值的绝对值变小。
利用以上装置，如果修正相位后的信号大小变小，则判断为该信号的可靠性低，由于以使对应于该部分区域之值的绝对值变小的方式实施变换，故可防止基于对应部分区域的值的沃尔什变换精度降低。
包含于由接收部接收信号的沃尔什码被配置为沃尔什码的同相成分和正交成分的绝对值变为相等的相位，信号变换部对于对应部分区域的值，也可规定同相成分和正交成分为相同位数的值。选择部按照越接近配置多芯片沃尔什码的相位之一、值越大的规则，根据分别计算所生成的多个相关值大小的近似值的近似部和所计算的多个相关值大小的近似值，选择一个相关值，输出对应于该所选择相关值的多个相位信号。
所谓“沃尔什码的同相成分和正交成分的绝对值变为相等的相位”，具体地说，取同相成分的轴为水平方向、正交成分的轴为垂直方向，而且若将0定义在同相成分的轴上，则相当于π/4、3π/4、5π/4、7π/4。
按照以上装置，以接近应配置信号点的相位的方式修正所接收信号的相位之后，进行越接近应配置信号点、值越大的近似，由于选择对应于大值的信号，故可提高接收特性。
本发明的某种形态是接收方法。该方法包括接收将由多个相位信号分别生成的多芯片沃尔什码作为一个符号的信号的步骤；对所接收的信号相位进行修正，以便接近配置了多芯片沃尔什码的任一相位的步骤；根据配置了多芯片沃尔什码的相位，将应配置修正相位后的信号的相位平面预先分割为多个部分区域，通过从多个部分区域中检测对应于修正相位后的信号的一个部分区域，变换为对应于从修正相位后的信号检测出的部分区域的值的步骤；以一个符号为单位，对对应于检测出的部分区域的值作沃尔什变换，以分别生成多个相关值的步骤；和从所生成的多个相关值中选择一个相关值，并且输出对应于该所选择的相关值的多个相位信号的步骤。在该方法中，变换步骤可规定为对应于所检测出的部分区域之值的位数比修正相位后的信号位数还少。
变换步骤可规定为多个部分区域的数变成应配置多芯片沃尔什码相位数以上，而且也可规定为对应于包含应配置多芯片沃尔什码的相位的部分区域之值的绝对值变大。变换步骤也可规定为设置应属于修正相位后的信号大小比规定阈值还小时的部分区域，对应于该部分区域值的绝对值变小。在接收步骤中，被包含于接收信号的沃尔什码被配置为沃尔什码的同相成分和正交成分的绝对值变为相等的相位，变换步骤对于对应部分区域的值，也可规定同相成分和正交成分为相同位数的值。选择步骤还可包括按照越接近配置多芯片沃尔什码的相位之一、值就越大的规则，根据分别计算所生成的多个相关值大小的近似值的步骤；和根据所计算的多个相关值大小的近似值，选择一个相关值，并输出对应于该选择的相关值的多个相位信号的步骤。
再者，在方法、装置、系统、记录介质、计算机程序等之间变换以上构成要素的任意组合、本发明的表现的结果，作为本发明的形式仍然是有效的。
根据本发明，可提供一种抑制用于由沃尔什变换结果推测所发送信号的处理量，高精度推测发送信号的接收技术。
图1是表示实施例涉及的通信系统的成组传输格式的图。
图2是表示实施例涉及的通信系统的构成的图。
图3是表示图2的基带处理部的构成的图。
图4是表示图3的判定部中所具备的信号点的图。
图5是表示图3的判定部中所具备的其它信号点的图。
图6是表示图3的第1相位误差检测部的构成的图。
图7是表示图3的FWT运算部的构成的图。
图8是表示图7的第1φ2推断部的构成的图。
图9是表示图3的最大值检索部的构成的图。
图10是表示应在图3的最大值检索部选择的沃尔什变换后信号的集合(constellation)的图。
图中10—接收装置、12—发送装置、14—接收用天线、16—发送用天线、18—无线部、20—正交检波部、22-AGC、24-AD转换部、26—基带处理部、28—控制部、30—无线部、32—调制部、42—均衡器、44—相关器、46—解调部、48—第1相位误差检测部、50-FWT运算部、52—最大值检索部、54—φ1解调部、56—第2相位误差检测部、60—开关部、70—判定部、72—复数共轭部、74—存储部、76—开关部、78—乘法部、80—φ2推断部、82—φ3推断部、84—φ4推断部、86-0相位旋转部、88—π/2相位旋转部、90—π相位旋转部、92-3π/2相位旋转部、94—加法部、100—通信系统、110—选择部、112—近似部、114—比较部、116—最大值比较部、118—最大值存储部、120—最大值Index存储部、130—第1相位旋转部、132—第2相位旋转部、150—判定部、200—数字接收信号、202—输出信号、204—解调信号、206—相位误差信号、208—φ1信号、210—φ成分信号、FWT—沃尔什变换值、X—芯片信号、Y—第1相关值、Z—第2相关值。
具体实施例方式
在具体说明本发明前进行概述。本发明的实施例涉及IEEE802.11b标准的无线LAN的接收装置。接收装置对包含于所接收信号的CCK调制后的信号进行FWT运算。而且，接收装置从FWT运算得到的多个相关值中选择大小最大的相关值，再生对应于该所选择相关值的相位信号的组合。在此，相关值为具有同相成分和正交成分的复数，通常，相关值大小的计算因进行平方和而使运算处理量增大。而且，由于CCK调制根据差动编码后的信号生成芯片信号，故一般在接收装置中不需要绝对相位的修正。
本实施例涉及的接收装置对所接收的信号修正绝对的相位。而且，根据预先设定的阈值将修正相位后信号的同相成分和正交成分分别变换为规定位数的值，对变换后的值进行FWT运算并生成多个相关值。为此，可减少FWT运算的处理量。此外，按照距同相成分的轴和正交成分的轴越远、相关值越大的规则进行近似，从近似后的多个相关值中选择一个相关值。最终应选择的相关值通过近似，具有配置为比原值还大的值的相位的倾向。其结果是，该相关值从多个相关值中选择的可能性提高，从而信号接收特性提高。
作为本实施例的前提，说明IEEE802.11b标准的CCK调制的概况。CCK调制以8位为1个单位(以下将该单位设为“CCK调制单位”)，从高位将该8位命名为d1、d2、…d8。在CCK单位中，低位6位[d3，d4]、[d5、d6]、[d7、d8]单位分别被映射为QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)的信号点配置。此外，将映射后的相位分别表示为(φ2、φ3、φ4)。而且，由φ2、φ3、φ4如下生成从P1到P8的8种扩散码。
〖式1〗
P1＝φ2+φ3+φ4P2＝φ3+φ4P3＝φ2+φ4P4＝φ4P5＝φ2+φ3P6＝φ3P7＝φ2P8＝0另一方面，CCK调制单位中、高位2位的[d1、d2]被映射为DQPSK(Differntial encoding Quadrature Phase Shift Keying)的信号点配置，在此，设映射的相位为φ1。而且，φ1相当于被扩散信号。而且，由被扩散信号φ1和扩散码P1至P8如下生成8个芯片信号X0至X7。
〖式2〗X0＝ej(φ1+P1)X1＝ej(φ1+P2)X2＝ej(φ1+P3)X3＝-ej(φ1+P4)X4＝ej(φ1+P5)X5＝ej(φ1+P6)X6＝-ej(φ1+P7)X7＝ej(φ1+P8)发送装置按芯片信号X0至X7顺序发送(以下由芯片信号X0至X7构成的时系列的单位也称为“CCK调制单位”)。而且，在IEEE802.11b标准中，除CCK调制外，DBPSK和DQPSK相位调制后的信号由已知扩散码扩散并发送。
图1示出了实施例涉及的通信系统的成组传输格式。该成组传输格式相当于IEEE802.11b标准的ShortPLCP。成组传输信号包含如图示的前同步码、头、数据区域。而且，前同步码由DBPSK调制方式以1Mbps传输速率通信；头由DQPSK调制方式以2Mbps传输速率通信；数据由CCK调制方式以11Mbps传输速率通信。此外，前同步码包含56位SYNC、16位SFD；头包含8位SIGNAL、8位SERVICE、16位LENGTH、16位CRC。另一方面，对应于数据的PSDU长度是可变的。在本发明中，作为处理对象的成组传输信号并不限定为图1的内容，但为了简化说明，以下对图1的成组传输格式的处理进行说明。
图2示出了实施例涉及的通信系统100的构成。通信系统100包括接收装置10、发送装置12。而接收装置10包括接收用天线14、无线部18、正交检波部20、AGC(Automatic Gain Control)22、AD转换部24、基带处理部26、控制部28；发送装置12包括发送用天线16、无线部30、调制部32。此外，作为信号包括数字接收信号200、输出信号202。
调制部32如上所述，在图1的成组传输格式的数据区间对应发送的信息进行CCK调制处理，或在成组传输格式的前同步码及头区间对相位调制后的信号作扩散处理。在此，CCK调制后的信号被配置为信号的同相成分和正交成分的绝对值为相等的相位，即相当于QPSK的信号点。无线部30进行由调制部32输出的基带信号和无线频率信号间的频率转换、放大处理。发送用天线16发送无线频率信号；接收用天线14接收无线频率信号。
无线部18将接收的无线频率信号频率转换为中间频率信号。在此，接收信号之一为由多个相位信号分别生成的多芯片沃尔什码，即CCK调制后的信号。此外，为了简化说明，将包含于接收信号的频率偏置设为小。正交检波部20对中间频率信号进行正交检波，并输出基带信号。通常基带信号由同相成分和正交成分两个成分表示，而在下面，以汇总这些成分的形式进行图示。AGC22为了将基带信号的振幅设为后述AD转换部24的定时范围内的振幅，自动控制增益。AD转换部24将基带模拟信号转换为数字信号，输出由多位构成的数字接收信号200。基带处理部26逆扩散或解调数字接收信号200，并输出输出信号202。控制部28控制接收装置10的定时等。
图3示出了基带处理部26的构成。基带处理部26包括第1相位旋转部130、均衡器42、相关器44、解调部46、第1相位误差检测部48、第2相位旋转部132、判定部150、FWT运算部50、最大值检索部52、φ1解调部54、第2相位误差检测部56、开关部60。另外，作为信号，包括解调信号204、相位误差信号206、φ1信号208、φ成分信号210、沃尔什变换值FWT。
第1相位旋转部130根据由后述的第1相位误差检测部48输出的相位误差信号206，旋转数字接收信号200的相位。该旋转结果，接近配置CCK调制后信号的任一相位，即数字接收信号200的信号点以接近同相成分轴和正交成分轴的中间相位即π/4、3π/4、5π/4、7π/4中任意一个的方式进行旋转。而且，第1相位旋转部130中的旋转既可根据复数成分的矢量运算进行，也可仅根据相位成分的加减运算进行。
均衡器42除去包含于由第1相位旋转部130输出的信号中的多路传输的影响。均衡器42由横向型滤波器构成。而且，也可为在横向型滤波器中附加DFE的构成，此外，到设定均衡器42的抽头系数为止，均衡器42也可直接输出所输入的信号。
相关器44为了对以图1的成组传输格式的前同步码和头区域那样的规定扩散码扩散的相位调制信号进行逆扩散，以该扩散码对从均衡器42输出的信号作相关处理。相关处理既可是可调型相关处理，也可是匹配滤波器型相关处理。相关器44在如上所述的图1的成组传输格式中，通常在前同步码和头区间动作，但在数据是以规定的扩散码扩散的相位调制信号时，即使在数据区间也动作。
解调部46解调由相关器44逆扩散过的逆扩散信号。由于逆扩散信号的调制方式为DBPSK或DQPSK，故可由延迟检波执行解调。第1相位误差检测部48根据解调信号204检测相位误差。详细情况后述，其中检测出的相位误差作为相位误差信号206输出。
第2相位旋转部132根据由第2相位误差检测部56检测出的相位误差，使由均衡器42均衡的信号旋转。该旋转的结果是，被旋转为接近任一配置了CCK调制后信号的相位。而且，同样的处理即使在第1相位旋转部130也进行，但第2相位旋转部132修正第1相位旋转部130的处理结果产生的相位误差残留成分。第2相位误差检测部56根据来自第2相位旋转部132的输出信号检测相位误差。根据与第1相位误差检测部48同样的方法进行检测。
判定部150根据配置了CCK调制后信号的相位，将相位平面预先分割为多个部分区域，通过从多个部分区域中检测出对应于第2相位旋转部132的输出信号的一个部分区域，变换为对应于从第2相位旋转部132的输出信号检测出的部分区域之值。图4示出了判定部150具备的信号点，如图所示，相位平面具有同相(I)轴和正交(Q)轴。判定部150将相位平面分割为应配置CCK调制后信号的相位数“4”以上的“8”个部分区域，具备将以I和Q值都为“0”的原点为中心的360°相位8等分后的部分区域“A”至“H”。
在此，部分区域“A”、“C”、“E”、“G”包括应配置CCK调制后信号的信号点，在图中将这些点用○表示。另一方面，其余部分区域“B”、“D”、“F”、“H”不包括应配置CCK调制后信号的信号点，但设置这些代表部分区域的信号点(以下称为“代表点”，总称“应配置CCK调制后信号的信号点”和“代表点”，称“对应于部分区域的信号点”)，在图中将这些点用×表示。而且，应配置CCK调制后信号的信号点配置于坐标(1，1)、(1，-1)、(-1、-1)、(-1，1)；代表点配置于坐标(1，0)、(0，-1)、(-1、0)、(0，1)。
若用2进制数表示上述坐标，则“1”对应“01”、“0”对应“00”、“-1”对应“10”，故对应于部分区域的信号点由同相成分和正交成分为相同位数的值、具体为“2位”的值规定。而且，规定为对应于包括CCK调制后信号点的部分区域的信号点绝对值变大。判定部150将第2相位旋转部132的输出信号的信号点对应于任一部分区域“A”至“H”，输出对应于其结果的部分区域的信号点之值，例如部分区域为“A”，则输出(1，1)。在此，包括于第2相位旋转部132的输出信号的同相成分和正交成分，以各自规定位数的值构成；包括于对应部分区域信号点的同相成分和正交成分，分别用2位构成，故后者的位数比前者少，可减少信号位数。
图5示出了判定部150所具备的其它信号点。其中，还将阈值设为I轴和Q轴各自的“0.5”和“-0.5”，设置有应属于包含于第2相位旋转部132的输出信号的同相成分和正交成分的绝对值都比阈值小的部分区域“K”。而且，在部分区域“K”中也设置代表点，将该代表点的坐标设为(0，0)。判定部150将第2相位旋转部132的输出信号的信号点对应部分区域“A”至“H”和“K”中的任意一个，输出对应于其结果的部分区域的信号点之值，例如若部分区域为“K”，则输出(0，0)。因此，规定为若第2相位旋转部132的输出信号的大小小，则对应于与第2相位旋转部132的输出信号相位无关的部分区域，即对应于与第2相位旋转部132的输出信号相位无关的部分区域。
回到图3。FWT运算部50对作为对应于图1的成组传输格式的数据区间的CCK调制信号之值且由判定部150变换后的值进行FWT运算，输出沃尔什变换值FWT。具体为，输入CCK调制单位的判定部150中进行变换后的芯片信号，并通过芯片信号间的相关处理，输出64个沃尔什变换值FWT、即相关值。
最大值检索部52输入64个沃尔什变换值FWT，根据这些值的大小，选择1个沃尔什变换值FWT。而且，根据所选择的1个沃尔什变换值FWT，输出相当于延迟检波φ1前的信号的φ1信号208，并将φ2至φ4组合作为φ成分信号210输出。φ1解调部54延迟检波φ1信号208，生成φ1。而且，由φ1至φ4的组合再生并输出应传输的信息信号d1、d2、…d8。
开关部60选择从解调部46输出的信号和从φ1解调部54输出的信号中的任意一个，作为输出信号202输出。在图1的成组传输格式的前同步码和头区域的区间，选择从解调部46输出的信号；在成组传输格式的数据区域的区间，选择从φ1解调部54输出的信号。在以上处理中，由于成为处理对象的信号在判定部150中变换为位数少的值，故可减少处理量。
该构成在硬件方面可由任意计算机的CPU、存储器、其他LSI来实现，在软件方面可由存储器所装载的具有预约管理功能的程序等来实现。在此，描述由这些软硬件联合实现的功能块。因此，本领域的技术人员可以理解这些功能块可仅由硬件、仅由软件或这两者组合等形式来实现。
图6示出了第1相位误差检测部48的构成。第1相位误差检测部48包括存储部74、判定部70、复数共轭部72、开关部76、乘法部78。
存储部74存储对应于图1的成组传输格式的前同步码区域的已知信号，在相当于该前同步码区域的定时内输出存储的已知信号。
判定部70在图1的成组传输格式的头区域的区间内，根据预定的判定阈值判定解调信号204的值。该判定分别针对解调信号204的同相成分和正交成分进行。
复数共轭部72计算由判定部70判定过的信号的复数共轭。
开关部76在前同步码区间将来自存储部74的信号作为参照信号输出，在头区域的区间，将来自复数共轭部72的信号作为参照信号输出。
乘法部78将由开关部76输出的参照信号和解调信号204作乘法运算，将解调信号204相对于参照信号的误差作为相位误差信号206输出。而且，在图1的成组传输格式的数据区域的区间，继续输出在头区域区间导出的相位误差信号206。
图7示出了FWT运算部50的构成。FWT运算部50包括总称为φ2推断部80的第1φ2推断部80a、第2φ2推断部80b、第3φ2推断部80c、第4φ2推断部80d；总称为φ3推断部82的第1φ3推断部82a、第2φ3推断部82b；φ4推断部84。此外，作为信号包括总称为芯片信号X的X0、X1、X2、X3、X4、X5、X6、X7；总称为第1相关值Y的Y0-0、Y0-1、Y0-2、Y0-3、Y1-0、Y1-1、Y1-2、Y1-3、Y2-0、Y2-1、Y2-2、Y2-3、Y3-0、Y3-1、Y3-2、Y3-3；总称为第2相关值Z的Z0、Z1、Z15、Z16、Z17、Z31；总称为沃尔什变换值FWT的FWT0、FWT1、FWT63。
φ2推断部80分别输入2个芯片信号X，例如X0、X1，使X0的相位旋转0、π/2、π、3π/2，将X1和旋转后的X0分别相加，并分别输出Y0-0至Y0-3。在此，当使X0旋转的相位和φ2的相位相等时，该第1相关值Y变大。其结果，可推断φ2。此外，由于芯片信号X相当于在判定部150变换后的信号，故分别由2位构成同相成分和正交成分。
φ3推断部82与φ2推断部同样动作，例如，输入Y0-0至Y0-3和Y1-0至Y1-3，并分别输出Z0至Z15，由第2相关值Z的大小推断φ3。φ4推断部84与φ2推断部80同样动作，输入Z0至Z31，输出FWT0至FWT63，由沃尔什变换值FWT的大小推断φ4，进一步推断延迟检波前的φ1。
图8示出了第1φ2推断部80a的构成。第1φ2推断部80a包括0相位旋转部86、π/2相位旋转部88、π相位旋转部90、3π/2相位旋转部92；总称为加法部94的第1加法部94a、第2加法部94b、第3加法部94c、第4加法部94d。
0相位旋转部86、π/2相位旋转部88、π相位旋转部90、3π/2相位旋转部92使X0的相位分别旋转0、π/2、π、3π/2。这些输出在加法部94中与X1相加。
图9示出了最大值检索部52的构成。最大值检索部52包括选择部110、近似部112、总称为比较部114的第1比较部114a、第2比较部114b、第3比较部114c、第4比较部114d、第5比较部114e、第6比较部114f、第7比较部114g、最大值比较部116、最大值存储部118、最大值Index存储部120。
选择部110输入FWT0至FWT63的64个数据，输出每8个一组的数据。例如，在最初的定时输出FWT0至FWT7，在下一定时输出FWT8至FWT15。
近似部112按照越接近配置CCK调制后的信号的任一相位、输出值越大的规则，分别计算沃尔什变换值FWT大小的近似值。在此，若将沃尔什变换值FWT的同相成分和正交成分分别设为I和Q，则可由绝对值和求得大小R。
〖式3〗R＝|I|+|Q|比较部114以比赛(tournament)方式比较8个R，选择具有最大值的沃尔什变换值FWT。
最大值比较部116在FWT0至FWT63中，与上次8个沃尔什变换值FWT的最大值比较，选择大者。最终，在FWT0至FWT63中选择具有最大值的沃尔什变换值FWT。将所选择的沃尔什变换值FWT存储在最大值存储部118。最大值Index存储部120输出对应于最终存储在最大值存储部118中的最大沃尔什变换值FWT的φ2至φ4的组合。
图10示出了应在最大检索部52中选择的沃尔什变换值FWT的集合。图中的I轴和Q轴分别表示同相成分轴和正交成分轴，图中的○标记表示无相位误差时的理想沃尔什变换值FWT的集合。虚线表示用通常的平方和求得沃尔什变换值FWT时的恒定大小。另一方面，图中所示的正方形为用上述绝对值和求得对应于虚线的沃尔什变换值FWT时的大小。而图中所示的I轴和Q轴的[1]和[-1]之值，为将沃尔什变换值FWT归一化时的值，实际的沃尔什变换值FWT也可以是除此之外的值。正方形和虚线的不吻合表示近似所引起的误差，尤其在π/4、3π/4、5π/4、7π/4处变大。但是，如图所示，由于一应配置沃尔什变换值FWT的集合的相位近似的值变大，故更容易选择该沃尔什变换值，接收特性提高。另一方面，如果有相位误差，则沃尔什变换值FWT的集合呈图中的×标记，所以就变得难以选择该沃尔什变换值FWT，存在接收特性劣化的可能性。为了防止该情况，在本实施例中，在第1相位旋转部130及第2相位旋转部132中进行相位修正。
说明上述构成的接收装置10的动作。在前同步码和头区域的区间内，相关器44对由均衡器42均衡后的信号进行逆扩散，解调部46进行解调并输出输出信号202。而且，第1相位误差检测部48从解调信号204检测对应于相位误差的相位误差信号206，第1相位旋转部130根据相位误差信号206修正数字接收信号200的相位。另一方面，在数据区间内，第2相位旋转部132根据第2相位误差检测部56检测出的相位误差，修正由均衡器42均衡后的信号的相位。判定部150规定多个部分区域，使在第2相位旋转部132中修正后的信号对应于多个部分区域中的任意一个，输出对应于该结果的部分区域之值。FWT运算部50将对应于部分区域的值作FWT运算，求得沃尔什变换值FWT；最大检索部52用绝对值和求得沃尔什变换值FWT的大小，输出对应于最大沃尔什变换值FWT的φ2至φ4的组合；φ1解调部54输出φ1。
根据本发明的实施例，因为在将成为FWT运算对象的信号变换为位数少的信号之后执行FWT运算，所以可减少FWT运算及其后续处理的处理量。此外，在修正所接收信号的绝对相位之后，将成为FWT运算对象的信号变换为位数少的信号，并且将变换后的信号规定为信号可靠性越高绝对值就越大，故可减小因减少处理量而引起的接收特性降低。另外，如果成为FWT运算对象的信号值小，则变换为与该信号相位无关那样的值，故可防止对该信号施加夫人影响。
以上，根据实施方式说明了本发明。该实施方式为示例，对这些各构成要素和处理过程的组合能进行各种变形例，而这样的变形例也在本发明的范围内，这是本领域的技术人员所能理解的。
在本发明的实施例中，近似部112由绝对值和求得沃尔什变换值FWT大小的近似值R。但是不限于此，例如，也可以如下求得沃尔什变换值FWT大小的近似值。
〖式4〗R＝Max{|I|，|Q|}+0.5×Min{|I|，|Q|}还可以如下求得。
〖式5〗R＝Max{|I|，|Q|}+K×Min{|I|，|Q|})(其中，K为常数)此外，计算沃尔什变换值FWT的相位配置了沃尔什码后的任一相位之间的误差，如果误差变小就计算与此相反变大的系数。其后，对沃尔什变换值FWT的I和Q的平方和进行乘系数运算，也可求得近似值R。通过本变形例，可进一步提高接收特性。总之，沃尔什变换值FWT的相位越接近配置了沃尔什码后的任一相位，近似值R的大小就变得越大。
在本发明的实施例中，接收装置10是假设所接收的信号频率偏置小，而仅对相位误差进行修正。但不限于此，例如，也可在相位误差的基础上对频率偏置进行修正。例如，第1相位误差检测部48在成组传输格式的前同步码和头区间检测出相位误差信号206的同时，还检测出频率偏置。而且，第1相位旋转部130根据检测出的频率偏置旋转数字接收信号200的相位。根据本变形例，由于即使频率偏置存在也可进行修正，故可缩小相位误差的检测范围。与此相对应，由于可提高相位误差的检测精度，故可提高接收特性。即，只要修正所接收信号的相位误差即可。
权利要求
1.一种接收装置，其特征在于，包括接收将由多个相位信号分别生成的多芯片沃尔什码作为一个符号的信号的接收部；对所述所接收的信号相位进行修正，以便接近所述配置了多芯片沃尔什码的相位的其中之一的相位修正部；信号变换部，其根据所述配置了多芯片沃尔什码的相位，将应配置修正相位后的信号的相位平面预先分割为多个部分区域，通过从多个部分区域中检测对应于修正相位后的信号的一个部分区域，变换为对应于从所述修正相位后的信号检测出的所述部分区域的值；以一个符号为单位，对对应于所述检测出的部分区域的值作沃尔什变换，以分别生成多个相关值的沃尔什变换部；和从所述所生成的多个相关值中选择一个相关值，并且输出对应于该选择后的相关值的多个相位信号的选择部；所述信号变换部规定为使对应于所述检测出的部分区域之值的位数比所述修正相位后的信号位数还少。
2.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，所述信号变换部规定为所述多个部分区域的数变成应配置多芯片沃尔什码的相位数以上，而且规定为对应于包含应配置多芯片沃尔什码的相位的部分区域之值的绝对值变大。
3.根据权利要求1或2中任一项所述的接收装置，其特征在于，所述信号变换部规定为设置应属于所述修正相位后的信号大小比规定阈值还小时的部分区域，对应于该部分区域值的绝对值变小。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的接收装置，其特征在于，所述包含于接收部所接收的信号的沃尔什码，被配置为沃尔什码的同相成分和正交成分的绝对值变为相等的相位，所述信号变换部对于对应部分区域的值，规定同相成分和正交成分为相同位数的值。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的接收装置，其特征在于，所述选择部包括根据越接近所述配置了多芯片沃尔什码的相位之一、值就越大的规则，分别计算所生成的多个相关值大小的近似值的近似部；和根据所述所计算的多个相关值大小的近似值，选择一个相关值，还输出对应于该所选择的相关值的多个相位信号的输出部。
6.一种接收方法，其特征在于，包括接收将由多个相位信号分别生成的多芯片沃尔什码作为一个符号的信号的步骤；以接近配置了所述多芯片沃尔什码的任一相位的方式，对所述所接收的信号相位进行修正的步骤；根据所述配置了多芯片沃尔什码的相位，将应配置修正相位后的信号的相位平面预先分割为多个部分区域，通过从多个部分区域中检测对应于修正相位后的信号的一个部分区域，变换为对应于从修正了所述相位后的信号检测出的所述部分区域的值的步骤；以一个符号为单位，对对应于所述所检测出的部分区域的值进行沃尔什变换，以分别生成多个相关值的步骤；和从所述所生成的多个相关值中选择一个相关值，并且输出对应于该选择的相关值的多个相位信号的步骤；所述变换步骤规定为对应于所述所检测出的部分区域之值的位数比修正相位后的信号位数还少。
全文摘要
本发明提供一种信号接收方法及装置。第2相位旋转部(132)根据由第2相位误差检测部(56)检测出的相位误差，使经均衡器(42)均衡处理后的信号旋转。判定部(150)根据配置了CCK调制后信号的相位，将相位平面预先分割为多个部分区域，通过从多个部分区域中检测出对应于第2相位旋转部(132)的输出信号的一个部分区域，变换为对应于从第2相位旋转部(132)的输出信号检测出的部分区域之值。FWT运算部(50)对由判定部(150)变换后的值进行FWT运算，输出沃尔什变换值FWT。最大值检索部(52)输入64个沃尔什变换值FWT，根据这些值的大小，选择1个沃尔什变换值FWT。
文档编号H04L27/22GK1674457SQ200510056088
公开日2005年9月28日 申请日期2005年3月23日 优先权日2004年3月23日
发明者盛合真介 申请人:三洋电机株式会社