专利名称：浮动载波调幅装置的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种幅度调制装置，具体地说是一种输出中载频的幅度取决于调制信号强度的调制器。
调幅广播发射机采用浮动载波调幅(DAM)方式，与普通调幅方式相比，在保证边带功率不变和广播效果基本不受影响的情况下，可以大幅度降低发射机的能量消耗。
目前已实现了在串馈脉宽发射机上接入浮动载波调幅装置，从而达到载波随着调制音频信号的动态峰值电平的大小而浮动的目的。具体构成是将浮动载波调幅装置接在串馈脉宽发射机的原机音频放大器上，即音频信号通过输入输入端原机音频放大器，在音频信号输入端并接一路产生载波受控信号的通道，该通道串接有全波峰值整流器，时间常数处理电路和信号处理电路等，在通道后部通过放大器输出控制信号。信号处理电路是为产生一种折线型或马鞍型，或者两者兼而有之的载波受控特性曲线，以对音频调制信号进行控制，达到节能的目的。现有各类浮动载波调幅发射机的浮动载波装置，由于是根据交流稳态信号为输入信号来调整电路参数，其载波受控特性曲线能够达到比较理想的程度。但是，一个声音信号的波形从时间延续的角度可分成起始、稳定和结束三段过程，亦即信号的包络可分为增长、稳定和衰减三阶段。据统计，不少声音的稳定段是非常短或无稳定段，这样的声音信号则表现出明显的瞬态特性。由于声音信号的时程具有稳态和瞬态两部分，因此传送声音信号的电声设备就必须具备稳态和瞬态要求。而浮动载波调幅发射机也就必须要具备相应的稳态与瞬态要求，利用
图1所示的模拟声音信号时程特点的测试信号，对现有的浮动载波调幅发射机进行测试，以折线型特性曲线为例，用示波器观察载波包络，则显示出如图2所示的载波受控特性曲线。而用正弦稳态信号进行测试时，用描点法可做出如图3所示的理想的折线型受控性特曲线。比较图2、图3可见，在用瞬态信号测试时，在调制信号的上升段(t1)时间内，载波电压Uf不能按要求浮动到1(载波电压Uf和调制信号电压UΩ均为归一化值)，在调制信号进入稳态段(t2)，载波才能逐渐浮动到1。很明显这种浮动载波调幅发射机的瞬态特性是不符合要求的，在实际广播中会产生大量的过调制，使接收端的音质变坏。这一问题的产生，其根源是由原机负反馈的影响所造成。在普通脉宽发射机中，包络负反馈为音频信号，音频负反馈为音频信号与固定直流电压之和。在音频输入端，为了阻隔负反馈信号中的直流成份，均采用阻容耦合电路。在浮动载波脉宽发射机中，包络负反馈信号为音频信号和浮动载波调幅(DAM)控制信号的叠加，音频负反馈信号为音频信号、DAM控制信号和直流电压三者之和，在音频输入端的反馈网络对DAM信号的传输系数与对音频信号的传输系数一样是个常数。但DAM控制信号是在比较器的输入端与其反馈信号相叠加的。DAM控制信号的时程特点是在多数情况下为一带有直流成份的波动信号，因此DAM的反馈信号不可能无畸变地通过耦合电路。亦即到达比较器输入端的传输系数不再为常数，而成为一个变量。这样就造成载波不能按原控制信号浮动，信号上升越快，影响的幅度越大，即产生图2所示的效果。因此造成音频信号幅度增大时载波跟不上，产生过调，造成音质下降和带外发射(即失真)。
浮动载波调幅发射机存在的第二个问题是当载波受控特性曲线为马鞍型曲线(图4)时，在马鞍型曲线的下降段(AB段)调制信号与控制信号对载波的作用相反，即调制信号电压UΩ从0增加到0.15这段时间，对应的载波电压Uf减小，这时在接收端就可听到载波浮动所产生的附加干扰。这是因为当调制信号幅度变化较快时，载波变化也较快，附加调制形成的干扰信号就有落入发射机频带内的频率分量，从而听到干扰声。而载波受控特性曲线为折线型时，由于载波的变动与广播节目调制信号的相关性，在接收端就听不到载波浮动所产生的附加干扰。
本实用新型的目的就是提供一种从根本上解决载波跟随调制信号瞬态峰值电平变化这一问题，消除负反馈对浮动载波控制信号的影响的浮动载波调幅装置，同时本装置还具有消除马鞍型特性曲线的下降段在调制信号幅度变化较快时对发射机产生的不利影响的功能。
本实用新型是这样实现的在串馈脉宽调制发射机的原机音频放大器的输入端输入有音频信号，在音频信号输入端并接一路产生载波受控信号的通道，该通道整体即为本浮动载波调幅装置，其中串接有全波峰值整流器，时间常数处理电路，在时间常数处理电路后部并接两个支路，支路A中串接有求和放大器及限幅器，支路B中串接有低通滤波器及求和放大器，两支路输出接比较输出器，比较输出器的输出端，一路串接动态补偿电路后接于加法器的第一输入端，另一路输出串接放大器后接于加法器的第二输入端，加法器的输出端接于另一放大器的输入端，该放大器在本通道的后部输出控制信号。首先，在本装置中，为消除负反馈对浮动载波控制信号的影响，设计了动态补偿电路接于比较输出器的后边。该动态补偿电路能产生与控制信号的反馈信号波形形状相同、相位相反的补偿信号，与稳态控制信号叠加后输出，做为实际载波受控信号送往脉宽调制器的比较器，从而抵消了原机负反馈对浮动载波控制信号的影响。其次，在产生马鞍型受控特性曲线下降段的支路B中串接一低通滤波器，这样在调制信号变化较慢时使载波按图4中的实线浮动(即马鞍型)；在调制信号上升较快时，载波初期按图4的虚线浮动，然后过渡到实线部分(即折线型)。将低通滤波器的截止频率设计在发射机频带之外(低于20Hz)，亦即将附加调制形成的干扰信号的频率分量排出在发射机频带之外，从而避免了产生可听附加干扰噪声。
本实用新型还可以这样实现在串馈脉宽调制发射机的音频放大器的输入端并接一路产生载波受控信号的通道，该通道串接有全波峰值整流器，时间常数处理电路，在时间常数处理电路后并接两个支路，支路A中串接有求和放大器及限幅器，支路B中串接有低通滤波器及求和放大器，两支路输出接比较输出器，比较输出器的输出端接于设在本通道后部的放大器的输入端，该放大器输出控制信号。为消除负反馈对浮动载波控制信号的影响，将原机音频放大器改为直流耦合放大器，亦即将原机反馈环路内的交流耦合电路改为直流耦合电路，并在音频放大器的输入端设置一反向直流电压以抵消反馈信号中的直流成份。这样改动后，产生载波受控信号通道内的动态补偿电路及加法器等机构即可省去。在支路B中的低通滤波器的作用仍为消除马鞍型特性的附加干扰。
本实用新型的关键在于从根本上解决了载波跟随调制信号瞬态峰值电平变化这一问题，采用动态补偿电路或者改变原机负反馈环路内的交流耦合为直流耦合，消除了DAM广播行业长期以来一直没有意识到的负反馈对浮动载波控制信号的影响，有效地避免了因音频信号幅度迅速增大时载波跟不上，产生过调而使广播节目音质下降等一系列弊端。同时在产生马鞍型特性曲线下降段的电路之前加装低通滤波器，避免了附加干扰的产生，进一步提高了广播节目质量，节能效果也十分显著。
以下结合附图对本实用新型做进一步详述。
图1是测试DAM发射机瞬态特性的模拟声音信号。
图2中用示波器观察在上述模拟声音信号输入时现有DAM发射机的载波受控特性。
图3是折线型稳态控制特性曲线。
图4是马鞍型稳态控制特性曲线。
图5、图6是本实用新型的两种实现方式结构框图。
图7是本实用新型的电路原理图。
图8是音频放大器改为直流耦合放大器的电路原理图。
实施例1在图5的结构框图中，1为原机音频放大器，2为全波峰值整流器，3为时间常数处理电路，4、7为求和放大器，5为限幅器，6为低通滤波器，8为比较输出器，9为动态补偿电路，10、12为放大器，11为加法器，其具体构成见图7。
在本浮动载波调幅装置的构成中，各部分基本上是以通用电路结构形式制造。其中，全波峰值整流器2以两组并接的运算放大器IC1、IC2为主体，配以电阻R1－R5，二极管D1－D4连接而成，输入信号经电阻R1接于IC1的同相端，经电阻R4接于IC2的反相输入端，时间常数处理电路3是由时间常数电路和射极跟随器两部分组成，时间常数处理电路由电阻R7、R8和电容C1组成，射随器即由运放IC3构成。求和放大器4由运算放大器IC4、电阻R11－R16、电位器W3连接成放大电路，输入信号经电阻R9接于IC4的反相输入端，由电位器W2取得的直流电平经电阻R10接于IC4的同相输入端。求和放大器7的结构形式与求和放大器4的结构相一致。限幅器5为稳压二极管D5，连接，在求和放大器4的输出端和地线之间。低通波波器6由运算放大器IC5、电阻R17－R19、电容C2－C4连接构成，输入信号接于IC5的同相输入端。比较输出器8由二极管D6、D7和电阻R20连接构成。动态补偿电路9由运算放大器IC8、电阻R32、R33，电容C5及电位器W8连接构成，输入信号接于IC8的同相输入端。放大器10由电阻R29－R31及运放IC7连接，构成同相放大。加法器11由电阻R34、R35并接构成，动态补偿电路9的输出经电位器W8接R35，放大器10的输出经电位器W7接R34。放大器12由电阻R36、R37和运放IC9连接，构成同相放大。
自发射机限放输出的调制信号UΩ输入本装置。UΩ经全波峰值整流器1和时间常数电路后输出U1，U1是反映调制信号动态峰值电平变化的直流信号。该信号经射随器缓冲后分为两个支路。支路A由增益调整方便的求和放大器4和限幅器5组成，用来形成特性曲线的上升段。经限幅后输出U3。调节W2和W3可改变直线的截距和斜率。支路B由低通滤波器6与求和放大器7组成，用来形成特性曲线的下降段。调节W4和W5可改变直线的截距和斜率。开关K1在位置a时为折线型特性，在b时为马鞍型特性。两支路的输出U3和U4经比较输出U5。U5分为两个支路，一路为放大器10，一路为动态补偿电路9。图中W6、W7、W8是为适应不同类型的发射机而设。W6改变直流电位，W7改变输出幅度，W8改变补偿幅度。U5经放大后与补偿信号在加法器11相加后经放大器12放大输出。U0送往脉宽调制器的比较器。
实施例2，图6是本实用新型的第二种实现方式的结构框图，其与图5中标号相同的部分，其构成及每个具体构件的形式与实施例1的基本相同。只有音频放大器1是将原机音频阻容耦合放大器改变为直流耦合放大器，其具体结构(见图8)是由运算放大器IC10做主放大元件，音频信号经电阻R39接于IC10的反相输入端，从电位器W9上取得的直流电平经电阻R40接于IC10的同相输入端，电阻R41跨接于IC10的反相输入端和输出端之间。由于改变交流耦合为直流耦合，并且施加了一个反相直流电平以抵消反馈信号中的直流成分，从而消除了负反馈对瞬态受控特性的影响，因此相应省去图5中的动态补偿电路9及加法器11，简化成图6的结构形式。在图7所示的具体电路中，只要将开关K2从位置a扳到位置b，使动态补偿电路的输入端接地，则动态补偿电路和加法器中的电阻R35失去作用，即成为第二种框图结构的具体电路原理图，其工作原理也与实施例1的基本相同。
上两种实现方式由于均解决了负反馈的影响，在进行瞬态测试时，均得到了与稳态特性相一致的、符合要求的受控特性曲线。这说明只有解决了负反馈的影响，载波才能跟随调制信号的动态峰值电平变化。另外在两实现方式中的支路B中均接有低通滤波器，消除了马鞍型特性的附加干扰。
权利要求1.一种接入串馈脉宽调制发射机中的浮动载滤调幅装置，音频信号通过输入端输入原机音频放大器1，在音频信号输入端并接一路产生载波受控信号的通道，该通道串接有全波峰值整流器2，时间常数处理电路3，在通道后部通过放大器12输出控制信号，其特征在于在时间常数处理电路3后并接两个支路，支路A中串接有求和放大器4及限幅器5，支路B中串接有低通滤波器6及求和放大器7，两支路输出接比较输出器8，比较输出器8的输出端一路接动态补偿电路9后接于加法器11的第一输入端，另一路输出接放大器10后接于加法器11的第二输入端，加法器11的输出端接于放大器12的输入端。
2.根据权利要求1所述的浮动载波调幅装置，其特征在于求和放大器4由运算放大器IC4、电阻R11－R16、电位器W3连接成放大电路，输入信号经电阻R9接于IC4的反相输入端，由电位器W2取得的直流电平经电阻R10接于IC4的同相输入端。
3.根据权利要求1所述的浮动载波调幅装置，其特征在于限幅器5为稳压二极管D5，连接在求和放大器4的输出端和地线之间。
4.根据权利要求1所述的浮动载波调幅装置，其特征在于低通波波器6由运算放大器IC5、电阻R17－R19、电容C2－C4连接构成，输入信号接于IC5的同相输入端。
5.根据权利要求1所述的浮动载波调幅装置，其特征在于比较输出器8由二极管D6、D7和电阻R20连接构成。
6.根据权利要求1所述的浮动载波调幅装置，其特征在于动态补偿电路9由运算放大器IC8、电阻R32、R33，电容C5及电位器W8连接构成，输入信号接于IC8的同相输入端。
7.根据权利要求1所述的浮动载波调幅装置，其特征在于加法器11由电阻R34、R35并接构成，动态补偿电路9的输出经电位器W8接R35，放大器10的输出经电位器W17接R34。
8.一种接入串馈脉宽调制发射机中的浮动载波调幅装置，音频信号通过输入端输入音频放大器1，在音频信号输入端并接一路产生载波受控信号的通道，该通道串接有全波峰值整流器2，时间常数处理电路3，在通道后部通过放大器12输出控制信号，其特征在于a、音频放大器1为直流耦合放大器，b、在时间常数处理电路3后并接两个支路，支路A串接有求和放大器4及限幅器5，支路B中串接有低通滤波器6及求和放大器7，两支路输出接比较输出器8，比较输出器8的输出端接于放大器12的输入端。
9.根据权利要求8所述的浮动载波调幅装置，其特征在于直流耦合音频放大器1由运算放大器IC10做主放大元件，音频信号经电阻R39接于IC10的反相输入端，从电位器W9上取得的直流电平经电阻R40接于IC10的同相输入端，电阻R41跨接在IC10的反相输入端和输出端之间。
专利摘要本实用新型公开了一种幅度调制装置，该装置为接入串馈脉宽调制发射机的一路产生载波受控信号的通道，包括有全波峰值整流器，时间常数处理电路，求和放大器和限幅器支路，低通滤波器及求和放大器支路，比较输出器，动态补偿器，加法器及放大器等部分。动态补偿器可产生与控制信号的反馈信号波形相同、相位相反的补偿信号，从而抵消了原机负反馈对浮动载波控制信号的影响，从根本上解决了载波不能跟随调制信号瞬态峰值电平而变化这一问题。
文档编号H04B1/04GK2106449SQ9123246
公开日1992年6月3日 申请日期1991年12月19日 优先权日1991年12月19日
发明者董振平, 智均平 申请人:河北省邢台地区行政公署广播电视局