专利名称：枕形失真控制电路的制作方法
背景技术：
本发明涉及阴极射线管，具体地，涉及用于减小枕形失真的电路。
阴极射线管(CRT)典型地通过用具有水平和垂直偏转线圈来偏转电子束而显示视频图象。通过使用被加到CRT的水平偏转线圈的典型地具有锯齿波形的水平偏转电流，电子束扫过CRT面或屏幕，以便在屏幕上显示水平扫描线。CRT屏幕大致为平面和矩形的，而不是球面的。因此，在不同的垂直扫描线位置上，要求有不同的偏转角度范围，以便扫出一条通过整个宽度的CRT屏幕的扫描线。
使用这样的非球面CRT屏幕，因而引起了显示出所谓的枕形失真的人为现象。现在参照
图1，图上显示了说明这样的枕形失真的CRT屏幕100。在造成电子束扫过CRT屏幕的水平偏转电流的恒定的峰到峰幅度下，靠近屏幕100的顶部和底部边缘的扫描线121和123分别具有不同于接近垂直中心处的扫描线(例如中心扫描线122)的长度，部分是因为对于不同扫描线所需要的不同偏转角范围。这造成一种失真，使得要在屏幕100上显示的矩形的垂直边缘将向内挤，所以它们在接近屏幕100的垂直中心处是最窄的，如曲线112所示。
这样的枕形失真典型地由枕形调制器电路解决，它对驱动水平偏转线圈的偏转电流进行调制，这样当扫描线远离垂直中心时它被减小，以及对于更接近垂直中心的扫描线它被增加。枕形调制器电路有时被称为pin调制器电路或二极管调制器电路，典型地按照由枕形失真控制电路提供的具有抛物线形的波形的调制电压来调制输入锯齿电流。枕形失真、枕形调制器电路、和CRT系统与枕形失真校正的有关内容被描述于K.Blair Benson,Television Engineer Handbook(电视工程师手册)(New York:McGraw Hill Book Co.,1986),pp.13.171-13.181。
不同的CRT会需要不同幅度范围的偏转电流来驱动水平偏转线圈。不同偏转电流幅度范围会需要不同调制电压范围。对于给定的枕形失真控制电路，CRT中的变化因而会需要具有由电路产生的从而不同的峰到峰幅度的抛物线波形的调制电压。例如，对于给定的枕形失真控制电路，改变CRT屏幕的几何形状会需要更大的偏转电流，因而它需要具有更大峰到峰幅度的抛物线波形的调制电压。这样的枕形失真校正系统的一个问题是，抛物线电压波形可能要求大于控制电路的最大输出调制电压的幅度。例如，如果内部补偿的运算放大器被用作为控制电路的输出级的一部分，则它的输出电压将被限制于运算放大器的电源电压(有时被称为运算放大器的电源电压轨)。这可能需要改变电路，例如利用具有更大电源电压的运算放大器。
发明概要用于提供输出电压给枕形调制器电路的电路。该电路包括放大器，具有用于接收输入信号的输入端。放大器放大输入信号，以便在放大器的输出端产生输出电压，该放大器输出端被连接到枕形调制器电路。该电路还包括用于使电路在由放大器与枕形调制器电路之间相互作用造成的第一频率以上的频率上稳定工作的装置。
按照这里所述的本发明方案的枕形失真校正电路包括枕形调制器；用于由放大器提供给枕形调制器的输入电压的放大器，枕形调制器和放大器在大于第一频率时以特征的非稳定性相互作用；以及稳定装置，用于稳定枕形调制器和放大器在大于第一频率的频率上进行的相互作用。
稳定装置可包括一个补偿路径，它具有的增益在大于第一频率的频率上优于电路的主环路路径。稳定装置可包括一个在大于交叉频率的频率上优于主环路路径的补偿路径，其中交叉频率小于或等于第一频率。补偿路径可包括对于放大器的反馈路径。交叉频率可以是大约2KHz，及第一频率可以是大约20KHz。
电压可具有抛物线波形，以及输入信号可具有抛物线电压波形。放大器可包括运算放大器，具有一个用于接收输入信号的输入端和一个输出端；以及被连接在运算放大器的输出端和枕形调制器电路的输入端之间的有源元件，其中运算放大器控制有源元件。有源元件可包括具有基极、集电极、和发射极端子的晶体管，其中晶体管在其集电极端子被连接到枕形调制器电路的输入端和通过反馈电阻被连接到运算放大器的输入端，以及在其基极端子被连接到运算放大器的输出端。
运算放大器可以具有一个用于接收输入信号的非反相输入端，和一个反相输入端；以及稳定装置可包括被连接在运算放大器的输出端和运算放大器的反相输入端之间的电容器。稳定装置还可包括被连接在电源和运算放大器的反相输入端之间的第一电阻，以及被连接在运算放大器的反相输入端和地之间的第二电阻。
该电路还可以包括被连接在运算放大器的非反相输入端和输入信号之间的输入电阻；被连接在运算放大器的输出端和晶体管的基极端子之间的第三电阻；以及被连接在晶体管的发射极和地之间的第四电阻。
按照这里所描述的本发明方案的特性，用于提供电压给枕形调制器的电路包括运算放大器，具有一个用于接收输入信号的输入端和一个输出端；以及被连接到运算放大器的输出端的有源元件，用于提供具有峰值幅度的电压，它在幅度上超过加到运算放大器的电源电压轨。
有源元件可包括双极型晶体管或场效应晶体管。双极型晶体管可以其控制极端子连接到枕形调制器电路的输入端和运算放大器的输入端，以及以其基极端子连接到运算放大器的输出端，其中运算放大器控制有源元件。场效应晶体管可以其漏极端子连接到枕形调制器电路的输入端和运算放大器的输入端，以及以其栅极端子连接到运算放大器的输出端，其中运算放大器控制有源元件。
该电路还可以包括从运算放大器输出端连接到运算放大器的反相输入端的电容，其中该电容可提供一个补偿路径，它具有的增益在大于第一频率的频率上优于电路的主环路路径。电容可包括一个在大于交叉频率的频率上优于主环路路径的补偿路径，其中交叉频率小于或等于第一频率。交叉频率可以是大约2KHz，及第一频率可以是大约20KHz。电容可以在运算放大器与枕形调制器电路的“S”-成形电容之间的相互作用造成的第一频率以上的的频率上稳定电路。
通过结合附图阅读以下的说明，本发明的以上的和其它特性与优点将变得很明显，其中相同的数字表示相同的元件。
附图概述图1描绘了说明枕形失真效应的CRT屏幕。
图2描绘了对于具有图1所示的屏幕的CRT的所选择的扫描线的锯齿波形电流斜坡。
图3描绘了，按照这里描述的本发明的方案调制的，用于减小枕形失真的图2的电流锯齿波。
图4是按照这里描述的本发明的方案的枕形失真校正系统的方框图。
图5是图4的枕形失真控制电路的电路图。
图6是显示图5的枕形失真控制电路的增益频率响应特性的图。
图7是显示由图5的枕形失真控制电路输出的抛物线电压的图。
优选实施例的详细描述在图4中，CRT的水平偏转线圈430接收对于每条扫描线的大致线性增加的，或斜坡的，水平偏转电流，以使得电子束扫过CRT的屏幕100，如图1所示。例如，在图2中，显示了加到图4的水平偏转线圈430的水平偏转电流的锯齿波形200。波形200具有分别与CRT屏幕100的选择的扫描线121,122，和123有关的电流斜坡221,222，和223。对于其中每一场有525条扫描线的系统，例如，525个电流锯齿波峰值被水平偏转线圈430接收，每条扫描线一个斜坡。每条扫描线具有Tp的周期。这样，例如，电流锯齿波200的电流斜坡221在从t=0到t=Tp的时间间隔期间从-I1升到+I1，使得扫描线121被显示在屏幕100上。斜坡222和223同样地分别控制扫描线122和123的显示。然而，正如前面所述，如果波200的每个电流斜坡的相对峰到峰幅度是恒定的，则将造成由图1的曲线112所显示的枕形失真。通过增加对于扫描线的电流斜坡的峰到峰幅度，使得这种失真最小化。所以，电流锯齿波200被调制用于枕形校正。
现在参照图3，图上显示了按照本发明方案的图2的电流锯齿波200，以提供被调制的电流锯齿波300。显示一个完整的场所费的时间等于Tf。正如所显示的，被调制的电流锯齿波300包括用于一场的扫描线的多个斜坡，每条扫描线一个斜坡。正如可看到的，对于接近于屏幕100的垂直中心的扫描线，每个电流斜坡的峰到峰幅度按照抛物线包络310增加。
显示扫描线的频率(和相应的时间Tp)取决于多种因素，例如显示一场新的扫描线的垂直速率(典型地大约为每秒59.94场)，和每一场的扫描线数目。例如，大约15,734Hz的“1H”扫描频率可在每场具有262.5条扫描线的系统中被利用，其中每帧二场以及每秒大约59.94场。大约31,468Hz的“2H”扫描频率可对于每场525条扫描线的情况以每秒大约59.94场被利用(一场等于一帧)。
再次参照图4，图上显示了按照本发明方案的枕形失真校正系统400的方框图。系统400包括枕形失真控制电路410，线性-型枕形调制器电路420，水平偏转线圈430，以及电压抛物线产生器405。电容Cs提供对于枕形调制器电路420的“S”成形。电容Cs典型地被包括成作为枕形调制器电路420的一部分，但被分开来显示，以便于了解枕形校正系统400。
电压抛物线产生器405在周期Tf期间提供抛物线电压Vi给枕形失真控制电路410。抛物线产生器405也接收垂直同步信号410，用来在一场扫描线的起始点处产生电压抛物线Vi。在一个实施例中，电压抛物线Vi具有2.8V的最大电压和1.6V的最小电压，因而是1.2V的峰到峰电压范围。电压抛物线Vi相对于由枕形失真控制电路410产生的抛物线电压具有倒相的形状，这样，当枕形失真控制电路410的电压抛物线处在最小电压幅度时，电压抛物线Vi处在最大电压幅度，反之亦然。
枕形调制器电路420接收多个水平驱动脉冲，由水平偏转线圈430产生的每条水平扫描线对应一个脉冲。枕形调制器电路420也接收由枕形失真控制电路410输出的抛物线电压，并且通过使用这些输入，产生其形式被描绘为图3的调制电流锯齿波300的调制的锯齿电流，以驱动水平偏转线圈430。抛物线调制包络310通过使用由枕形失真控制电路410输出的抛物线电压而得出。图3和4显示，当由枕形失真控制电路410输出的抛物线电压的幅度处在最大值时，抛物线调制包络310的幅度处在最小值，反之亦然。
现在参照图5，图上显示图4的枕形失真控制电路410的电路图。枕形失真控制电路410包括电阻R1,R2,R3,R4和R5，反馈电阻Rf，内部补偿的运算放大器510，晶体管Q，以及反馈电容Cf。运算放大器510在其非反相输入端处被连接到电阻R1和Rf的接合点，以及在其反相输入端处被连接到电阻R3和R2和电容Cf的接合点。电阻R3的另一个端子被连接到第一电源，它提供例如大约7.6V的直流电压。电阻R2的另一个端子被接地。运算放大器510的输出端通过电阻R4被连接到晶体管Q的基极。电容Cf的另一个端子被连接到运算放大器510的输出端。电阻Rf被连接在运算放大器510的非反相输入端和晶体管Q的集电极之间。晶体管Q的发射极通过电阻R5被连接到地。运算放大器510的非反相输入端通过电阻R1也被连接到来自电压抛物线产生器405的信号源Vi。运算放大器510的电源输入端被连接在第二电源与地之间，第二电源提供，例如，大约26V的直流电压。在运行期间，在节点520处电流Ip从枕形调制器电路420流进到枕形失真控制电路410。
在一个实施例中，电路410的元件具有以下数值R1=10KΩ；R2=40.2KΩ；R3=28KΩ；R4=1KΩ；R5=1Ω(1W)；R1=120KΩ；Cf=0.27μF。Q优选地是型号为TIP122的功率达林顿(Darlington)npn晶体管。运算放大器510优选地是型号LN358。电阻R1和R2确定控制电路410的闭环电压增益。电阻R4提供对运算放大器510和晶体管Q的电流保护。电阻R5设置晶体管Q级的增益。电阻R2和R3，结合加到R3的7.6V，被配置成通过提供直流偏置电压给运算放大器510的反相输入端，把其电压与在非反相输入端处的电压进行比较，来设置输出电压Vp的所期望的DC工作点。
枕形失真控制电路410工作情况如下。从电压抛物线产生器405接收的，在一场中从第一扫描线121到最后的扫描线123的，在周期Tf间隔上的抛物线电压，通过电阻R1被加到运算放大器的非反相输入端。在正常工作时，相应于来自电压抛物线产生器405的抛物线电压和相反极性的抛物线电压Vp在节点520处产生。在节点520处的输出电压Vp具有抛物线波形，它由枕形调制器电路420使用来调制被输出到偏转线圈430的电流锯齿波。正如前面所描述的。在节点520处的电压Vp的幅度按照通过电阻R4流入晶体管Q的基极的电流而变化，该电流是从运算放大器510输出的电压的函数。运算放大器510产生一个误差信号来驱动晶体管Q，这样Vp跟踪由产生器405提供的参考抛物线电压加上由电阻R3和R2以及7.6V电源提供的直流偏置电压的抛物线电压波形。与晶体管Q和有关元件组合的运算放大器510因而提供了具有用于接收输入信号Vi的输入端的放大器，其中该放大器是用于放大输入信号Vi，以便在放大器的输出端(例如在晶体管Q的集电极处的节点520)处产生输出电压，它被连接到“S”电容Cs。
输出电压Vp仅仅由晶体管Q的击穿特性限制。在一个实施例中，Vp在发生击穿以前，可能上升到100V量级的电压，即使运算放大器510的电源电压是26V。
现在参照图7，图上显示了说明按照本发明的装置的枕形失真控制电路输出的抛物线电压710的图。如图所示，抛物线电压710具有14V的峰到峰值和32V的最大值电压。这样，枕形失真控制电路410提供对于抛物线电压710的高达32V的输出电压，即使运算放大器510的电源电压是26V。
现在参照图5，可以定义几个信号路径来解释电路410的工作。电路410的主反馈路径是从运算放大器510的输出端通过电阻R4、晶体管Q、和电阻Rf到其非反相输入端的反馈路径，除了运算放大器510本身以外。电路410的主环路路径是主反馈路径加上运算放大器510。主环路路径使得能够放大为Vi的输入抛物线电压，以便产生为Vp的放大的输出抛物线电压。电路410的补偿路径是从运算放大器510的输出端通过电容Cf到运算放大器510的输出端的路径，除了运算放大器510本身以外。补偿环路路径是补偿路径加上运算放大器510。
现在参照图6，图上显示了说明按照本发明方案的枕形失真控制电路410的信号路径的增益频率响应特性611,612,613,614，和615。增益曲线611画出电路410的主反馈路径的增益对频率的关系，以及增益曲线613画出电路410的主环路路径的增益对频率的关系。增益曲线612画出电路410的补偿路径的增益，以及增益曲线615画出电路410的补偿环路路径的增益。增益曲线614画出运算放大器510的增益作为频率的函数。
运算放大器，例如，正如所示的偏置的运算放大器510，典型地具有内部的极点。例如，诸如LM358型那样的的运算放大器具有在约3Hz处的极点。这样，正如运算放大器510的增益曲线所示，这个运算放大器极点使得增益曲线614在大约800KHz穿过0dB轴。然而，与“S”电容Cs有关的第二极点影响电路410的主环路路径的工作，并造成不稳定性，或在大约20KHz的非稳定性频率上振荡。运算放大器极点和“S”电容Cs的第二极点组合，以使得增益曲线613具有的斜率陡度为主反馈路径的增益曲线611斜率的两倍。因为增益曲线613向下倾斜的相对较陡的斜率，增益曲线613在非稳定性频率20KHz处穿过0dB轴。这样，在20KHz处，当主环路路径的增益达到1(0dB)时，以振荡形式的非稳定性将被引入到主环路路径。然而，这个非稳定性只在主环路路径的增益在这个频率上占优势时才被引入。所以，正如下面所描述的，电容Cf提供补偿路径，以抵消枕形失真控制电路420的第二极点的影响，因而补偿这个非稳定性。这个补偿路径被提供成使得其增益对于至少20KHz和更高频率优于主环路路径的增益，以防止占支配的增益在非稳定性频率处降到0dB以下。
如图所示，主反馈路径的增益曲线611在大约2KHz穿过0dB轴。补偿路径的增益612具有在400Hz的极点，如图所示，以及在大于2KHz的频率上，补偿路径的增益曲线612优于主反馈路径的增益曲线611。与电容Cf相结合，电阻R2和R3(对于AC信号它们是并联的)对于增益曲线612(以及对于增益曲线615)设定了400Hz的极点。这个极点由增益曲线612和615在400Hz的轴上的转弯点来显示。
通过补偿电容Cf的补偿路径的增益相对于增益曲线615和613的优势也可被显示，增益曲线615和613分别画出了补偿环路路径和主环路路径的增益。如图所示，在400Hz的补偿路径极点以前，补偿环路路径的增益曲线是水平的。在400Hz以后补偿环路路径的增益曲线615以等于运算放大器增益曲线614和主反馈路径增益曲线611斜率的斜率向下倾斜。这样，对于大于400Hz的频率，运算放大器增益曲线614和补偿环路路径增益曲线615是相等的。如图6所示，主环路路径增益曲线613和补偿环路路径增益曲线615在2KHz处相交，这样，增益曲线615在大于2KHz的频率上优于增益曲线613。
补偿路径在2KHz开始的这个优势，确保了主环路路径的适当的稳定性，因为补偿路径的增益在开始出现不稳定性的20KHz频率以前开始占优势。电容Cf因而提供在较高频率上的占支配的反馈路径，以使得它去除“S”电容Cs的极点的影响，否则当与运算放大器510的极点组合时，它会造成振荡。由电容Cf提供的补偿路径因而构成一个用于减小由运算放大器510和“S”电容Cs之间的相互作用造成的在大于第一频率(例如20KHz)的频率上的非稳定性的装置。
正如将看到的，在另一个实施例中，除了npn功率晶体管以外的适当的有源元件，例如场效应晶体管(FET)可被利用于本发明方案。
将会明白，在上面为了解释本发明的性质而进行描述和显示的部件的细节、材料、和结构上的各种不同改变可由本领域技术人员作出，而不背离如在以下的权利要求中所述的本发明的原理和范围。
权利要求
1．枕形失真校正电路，包括:枕形调制器；放大器(510,Q)，用于被加到枕形调制器的输入信号(Vi)，放大器包括晶体管(Q)，具有的集电极被连接到枕形调制器，枕形调制器和放大器枕形调制器和放大器在大于第一频率时以特征的非稳定性相互作用；以及稳定装置(Cf)，用于稳定枕形调制器和放大器在大于第一频率的频率上的相互作用。
2．权利要求1的电路，其特征在于，其中枕形调制器是线性类型的。
3．权利要求1的电路，其特征在于，其中稳定装置包括放大器的反馈补偿路径(Cf)，其增益在大于第一频率的频率上优于电路的主反馈环路路径(Rf)。
4．权利要求1的电路，其特征在于，其中稳定装置包括一个在大于交叉频率的频率上优于主反馈环路路径(Rf)的反馈补偿路径(Cf)，其中交叉频率小于或等于第一频率。
5．权利要求4的电路，其特征在于，其中交叉频率大约是2KHz，及第一频率大约是20KHz。
6．权利要求1的电路，其特征在于，其中输入信号(Vi)可具有抛物线电压波形。
7．枕形失真校正电路，包括:枕形调制器；用于被加到枕形调制器的输入电压的放大器(510)，放大器具有反相和非反相输入端；从枕形调制器连接到放大器的非反相输入端的主反馈环路路径(Rf)；以及从放大器的输出端连接到放大器的反相输入端的反馈补偿路径(Cf)；
8．权利要求7的枕形失真校正电路，其特征在于，其中枕形调制器和放大器(510)的相互作用产生在枕形失真校正电路中在大于第一频率的频率上趋向不稳定的趋势。
9．权利要求8的枕形失真校正电路，其特征在于，其中反馈补偿路径(Cf)趋向于消除枕形失真校正电路中的非稳定性。
10．权利要求9的枕形失真校正电路，其特征在于，其中反馈补偿路径(Cf)在大于交叉频率的频率上优于主反馈环路路径(Rf)，其中交叉频率小于或等于第一频率。
11．权利要求10的枕形失真校正电路，其特征在于，其中:放大器包括具有内部极点的运算放大器(510)；枕形失真校正电路还包括:晶体管(Q)，具有连接到运算放大器的输出端的输入电极；枕形调制器包括被连接到晶体管的输出电极的S-成形电容，S-成形电容处理特征极点；以及趋于非稳定性的趋向是由运算放大器的内部极点和S-成形电容的特征极点之间的相互作用造成的。
12．用于提供电压给枕形调制器电路的电路，该电路包括运算放大器(510)，具有一个用于接收输入信号(Vi)的输入端和一个输出端；以及具有基极、集电极、和发射极端子的晶体管(Q)，其中晶体管在其集电极端子被连接到枕形调制器电路的输入端和运算放大器的输入端，以及在其基极端子被连接到运算放大器的输出端，其中运算放大器控制晶体管提供具有在幅度上超过加到运算放大器的电源电压轨的峰值幅度的电压。
13．权利要求12的电路，其特征在于，还包括电容(Cf)，它从运算放大器(510)的输出端被连接到运算放大器的反相输入端。
14．权利要求13的电路，其特征在于，其中电容(Cf)提供反馈补偿路径，其增益在大于第一频率的频率上优于电路的主反馈环路路径(Rf)。
15．权利要求13的电路，其特征在于，其中电容(Cf)包括一个在大于交叉频率的频率上优于主反馈环路路径(Rf)的反馈补偿路径，其中交叉频率小于或等于第一频率。
16．权利要求15的电路，其特征在于，其中交叉频率大约是2KHz，及第一频率大约是20KHz。
17．权利要求13的电路，其特征在于，其中电容(Cf)在大于第一频率的频率上稳定电路，该第一频率是由在运算放大器(510)和枕形调制器电路的S-成形电容之间的相互作用规定的。
全文摘要
用于提供输出电压(Vp)给枕形调制器电路的电路(410)。该电路包括放大器(510),具有用于接收输入信号(Vi)的输入端。放大器放大输入信号,以便在放大器的输出端产生输出电压,该放大器输出端被连接到枕形调制器电路的输入端(520)。补偿路径(Cf)消除由放大器与枕形调制器电路之间的相互作用产生的在大于第一频率的频率上的非稳定性。
文档编号H04N3/22GK1234162SQ9719900
公开日1999年11月3日 申请日期1997年10月10日 优先权日1996年10月21日
发明者J·A·维尔伯 申请人:汤姆森消费电子有限公司