开关元件驱动电路的制作方法

本公开内容涉及一种开关元件驱动电路，其生成用于驱动电压驱动开关元件的驱动电压，所述电压驱动开关元件在控制端子处具有输入电容。

背景技术：

例如，JP 2011-166727A(对应于US 2011/0169475A1)公开了一种信号输出电路，其能够在对诸如MOSFET的开关元件进行脉宽调制(PWM)驱动时减小射频噪声的产生。

在JP 2011-166727A中公开的信号输出电路中，电容器连接于MOSFET的栅极与源极之间，并且栅极端子设有相对大的栅极电容。在电流镜电路中生成用于在使MOSFET从截止状态变为导通状态时对栅极电容充电的充电电流以及用于在使MOSFET从导通状态变为截止状态时对栅极电容放电的放电电流。采用电流镜电路的内部电阻与栅极电容之间的时间常数来缓解开关元件的栅极电压的变化。因此，在接通和关断MOSFET时，能够缓解MOSFET施加到负载上的电流的波形的梯度，并且能够减小射频噪声。

技术实现要素：

JP 2011-166727A中公开的信号处理电路具有MOSFET，该MOSFET具有相对大的栅极电容。为了确实可靠地驱动MOSFET，由在包括电荷泵电路的升压电路中生成的升高电压来生成该MOSFET的栅极电压。

一般而言，电荷泵电路包括外部电容，并且从噪声或成本的角度将驱动频率(即切换频率)设定为尽可能低(例如，50kHz)。但是，在以低驱动频率驱动电荷泵电路时，存在由驱动导致的高阶噪声在AM频带内提供射频噪声的可能性。因此，尽管缓解了开关元件的栅极端子电压的变化，但是存在不能充分减小噪声的可能性。

本公开内容的目的在于提供开关元件驱动电路，其即使在利用电荷泵电路生成开关元件的驱动电压时也能够充分限制噪声。

根据本公开内容的一方面，一种开关元件驱动电路包括电荷泵电路和至少一个驱动电压生成电路。电荷泵电路生成升高电压。驱动电压生成电路由电荷泵电路中生成的升高电压来生成驱动电压，所述驱动电压用于驱动在控制端子处具有输入电容的至少一个电压驱动开关元件。驱动电压生成电路至少在输出时段的初始阶段和末尾阶段通过电阻器向电压驱动开关元件的控制端子施加电流，在输出时段期间输出指示要接通电压驱动开关元件的信号。驱动电压生成电路使用输入电容来缓解驱动电压的上升和下降。

电荷泵电路包括多个电容器和控制电路。控制电路使施加至所述多个电容器中的每者的一个电极的电压按照预定切换频率在高电势电压与低电势电压之间切换，以交替地执行对所述多个电容器中的每者的充电和放电。控制电路按照从第一电容器到最后一个电容器的顺序对多个电容器的电荷进行积分，第一电容器是多个电容器中的一个电容器，最后一个电容器是多个电容器中的另一个电容器，并且从多个电容器输出的每个电压是按照从第一电容器到最后一个电容器的顺序而相继升压的。

电荷泵电路的切换频率被设定为从2MHz到30MHz。

根据本公开内容的该方面的开关元件驱动电路至少在输出时段的初始阶段和末尾阶段通过电阻器向开关元件的控制端子施加电流，在输出时段期间输出指示要接通在控制端子处具有输入电容的开关元件的信号。照此，能够使用控制端子的输入电容来缓解驱动电压的上升和下降，并且能够限制由开关元件的驱动所引起的射频噪声的生成。

此外，在根据本公开内容的该方面的开关元件驱动电路中，将电荷泵电路的切换频率设定为从2MHz到30MHz。由于将电荷泵电路的切换频率设定为高于AM频带(即，等于或高于2MHz)，因而能够限制由开关元件的驱动所引起的射频噪声的生成。

在提高电荷泵电路20的切换频率时，存在电容器的充电/放电赶不上切换速度并且效率降低的可能性。因此，切换频率的最大值优选为30MHz左右。

附图说明

根据参考附图做出的以下详细描述，本公开内容的以上和其它目的、特征和优点将变得更加显而易见，在附图中由相似的附图标记表示相似部分，并且在附图中：

图1是从概念上示出实施例的开关元件驱动电路的整体结构的结构图；

图2是示出电荷泵电路的电路结构的一个示例的电路图；

图3是用于说明电荷泵电路的操作的波形图；

图4是示出驱动电压生成电路的电路结构的一个示例的电路图；以及

图5是用于说明驱动电压生成电路的操作的波形图。

具体实施方式

将在下文中参考附图描述本发明的实施例。图1是从概念上示出本实施例的开关元件驱动电路的整体结构的结构图。例如，采用本实施例的开关元件驱动电路对施加至室内灯、车辆尾灯或闪光灯中包含的灯或LED的电流的量进行PWM控制，以控制亮度。但是，由开关元件驱动电路驱动的电负载不限于灯或LED，可以通过本实施例的开关元件驱动电路来驱动对负载电流进行PWM控制的任何电负载。

如图1中所示，开关元件驱动电路包括N沟道MOSFET 12、电荷泵电路20和驱动电压生成电路50。N沟道MOSFET 12是电压驱动开关元件的一个示例。电荷泵电路20对从车辆的电池电源供应的电池电压VB进行升压。驱动电压生成电路50由在电荷泵电路20中被升压的升高电压VCP来生成用于接通和关断N沟道MOSFET 12的驱动电压。

在电池电源与地之间，作为电负载的一个示例的灯16与N沟道MOSFET 12串联连接，并且连接于N沟道MOSFET 12的源极与地之间。通过基于从外部控制装置提供的PWM信号而向N沟道MOSFET 12的栅极端子(即，控制端子)施加栅极电压(即，驱动电压)以及中止所述栅极电压来对N沟道MOSFET 12的导电状态进行PWM控制。因此，能够将施加至灯16的电流的量控制到预期的量。

电容器14连接在N沟道MOSFET 12的栅极与N沟道MOSFET 12的源极之间。电容器14具有比N沟道MOSFET 12的栅极到源极电容大的电容。尽管将在后文描述细节，但是采用电容器14来至少缓解用于接通N沟道MOSFET 12的栅极电压的上升和下降，以缓和栅极电压的变化。在N沟道MOSFET 12具有相对大的栅极到源极电容时，可以省略电容器14。可以采用N沟道MOSFET 12的寄生栅极到源极电容作为电容器14。

在本实施例中，将N沟道MOSFET 12、电荷泵电路20和驱动电压生成电路50形成在公共的半导体衬底10上。但是，例如，由于N沟道MOSFET 12产生大量的热，因而可以将N沟道MOSFET 12形成在另一专用半导体衬底上，以增强散热。可以采用IGBT替代MOSFET作为电压驱动开关元件。

接下来，将详细描述电荷泵电路20。图2是示出电荷泵电路的电路结构的一个示例的电路图。

如图2所示，电荷泵电路20具有恒流电源21。恒流电源21向彼此相反连接的一对齐纳二极管22和23施加恒定电流。将连接恒流电源21和齐纳二极管22、23的连接线连接至NPN晶体管24的基极，该NPN晶体管的集电极连接至电池电源。因此，NPN晶体管24的基极电势等于齐纳二极管23的齐纳电压V_Z与齐纳二极管22的正向电压V_F之和。通过基极电势来接通NPN晶体管24。

在NPN晶体管24接通时，从NPN晶体管24的发射极输出的电压(下文被称为发射极电压)等于从基极电势减去NPN晶体管24的基极到发射极电压V_BE而得到的差。由于齐纳二极管22的正向电压V_F与NPN晶体管24的基极到发射极电压V_BE大致相等，因而NPN晶体管24的发射极电压近似等于齐纳二极管23的齐纳电压V_Z。

将NPN晶体管24的发射极电压提供给缓冲器26和28。在向输入端子输入具有低电平的电压时，缓冲器26和28中的每者从输出端子输出具有零电势的电压(下文被称为零电压)。在向输入端子输入具有高电平的电压时，缓冲器26和28中的每者从输出端子输出NPN晶体管24的发射极电压，即，对应于齐纳二极管23的齐纳电压V_Z的电压。

电荷泵电路20具有振荡器25，其按照预定切换频率交替地输出具有低电平的电压和具有高电平的电压。在本实施例中，采用处于2MHz到30MHz的范围内的任意切换频率作为预定切换频率。在采用处于这样的范围内的切换频率时，切换频率至少高于AM频带。因此，能够限制由电荷泵电路20的驱动所引起的射频噪声的生成。但是，在急剧提高电荷泵电路20的切换频率时，存在电容器的充电/放电赶不上切换速度并且效率降低的可能性。因此，切换频率的最大值优选为30MHz左右。在考虑射频噪声的减小和电荷泵的效率时，进一步优选采取从5MHz到20MHz的范围作为切换频率的范围。

振荡器25的输出直接输入到缓冲器26的输入端子中。另一方面，振荡器25的输出通过反相器27而输入到缓冲器28的输入端子中。因此，输入到缓冲器26和缓冲器28的输入端子中的电压电平在彼此相位相反时发生变化。将从缓冲器26的输出端子输出的电压称为输出电压V1，并且将从缓冲器28的输出端子输出的电压称为输出电压V2。如图3所示，输出电压V1和输出电压V2在彼此相位相反时发生变化。也就是说，在输出电压V1和输出电压V2的其中之一等于零电压时，输出电压V1和输出电压V2组的另一个等于齐纳电压V_Z。相反，在输出电压V1和输出电压V2的其中之一等于齐纳电压V_Z时，输出电压V1和输出电压V2中的另一个等于零电压。

电荷泵电路20包括电容器30、32、34、36和38。电容器30、32、34、36和38中的每者包括电极对和绝缘膜。电极由导体制成。绝缘膜形成于半导体衬底10的表面处并且布置于电极对之间。例如，电极对中的第一电极由在半导体衬底10的表面层处形成的具有高杂质浓度的区域制成，并且电极对中的第二电极由包括铝或多晶硅的导体制成。例如，绝缘膜被布置在第一电极上，并且第二电极被布置在绝缘膜上。电容器30、32、34、36和38中的每一个具有处于(例如)40到60pF的范围内的相同电容。

如上所述，由于电荷泵电路20具有等于或者高于2MHz的切换频率，因而电荷泵电路20能够生成升高电压，该升高电压能够利用具有从40pF到60pF的小电容的电容器30、32、34、36和38来驱动N沟道MOSFET 12。而且如上文所述，可以通过使用半导体衬底10来形成具有小电容的电容器。因此，能够减小电容器30、32、34、36、38的成本。

电容器30、32、34、36和38中的每者的一端连接至连接线39，连接线39连接至电荷泵电路20的输出端子40。防回流二极管29、31、33、35和37设置在连接线39上，所述防回流二极管中的每者防止电容器30、32、34、36和38中的每者的电流发生反向。也就是说，第一防回流二极管29设置在第一电容器30与电池电源之间，以防止第一电容器30的电流发生反向。第二防回流二极管31设置在第二电容器32与第一电容器30之间，以防止第二电容器32的电流发生反向。类似地，第三防回流二极管33设置在第三电容器34与第二电容器32之间，第四防回流二极管35设置在第四电容器36与第三电容器34之间，并且最后一个防回流二极管37设置在最后一个电容器38与第四电容器36之间。

防回流二极管29、31、33、35和37是齐纳二极管。通过与齐纳二极管对22和23类似的制造方法(例如，离子注入工艺、热扩散工艺)将防回流二极管29、31、33、35和37形成在半导体衬底10处，从而使防回流二极管29、31、33、35和37具有与齐纳二极管对22和23类似的特征，即，类似的齐纳电压V_Z。

除了电容器38之外的电容器30、32、34和36中的每者的另一电极连接至缓冲器26的输出端子和缓冲器28的输出端子的其中之一。更具体而言，第一电容器30的另一电极和第三电容器34的另一电极连接至缓冲器26的输出端子。第二电容器32的另一电极和第四电容器36的另一电极连接至缓冲器28的输出端子。

电荷泵电路20具有箝位电路41，其将从输出端子40输出的升高电压VCP箝位在预定目标电压。例如，通过齐纳二极管42与预定数量的齐纳二极管43和44的串联电路来提供箝位电路41，其中齐纳二极管42被连接为与从连接线39到电池电源的方向相反，齐纳二极管43和44被连接为与从连接线39到电池电源的方向相同。通过与齐纳二极管对22和23类似的制造方法(即，离子注入工艺、热扩散工艺)将提供箝位电路41的齐纳二极管42到44形成在半导体衬底10处，从而使齐纳二极管42到44具有与齐纳二极管对22和23类似的特征，即，类似的齐纳电压V_Z。

将参考图3的波形图描述电荷泵电路20的操作。

例如，在缓冲器26的输出电压V1等于零电压并且缓冲器28的输出电压V2等于齐纳电压V_Z时，第一电容器30的另一电极的电势等于零。因此，第一电容器30通过防回流二极管29接收来自电源电池的电流，并对第一电容器30充电。在对第一电容器30充电时，如图3所示，电容器30的一个电极的电势V3等于电势(VB-V_F)，其比电池电压VB低了大约防回流二极管29的正向电压V_F。

在将缓冲器26的输出电压V1改变为齐纳电压V_Z并且将缓冲器28的输出电压V2改变为零电压时，从缓冲器26输出的齐纳电压V_Z被施加至第一电容器30的另一电极，并且第一电容器30的一个电极的电势V3被提高了齐纳电压V_Z。相应地，第一电容器30的一个电极的电势V3的最大值为(VB-V_F)+V_Z。

在这种情况下，第二电容器32的另一电极的电势等于零。因此，第二电容器32的一个电极的电势V4低于第一电容器30的一个电极的电势V3，并且通过从第一电容器30放电的电流对第二电容器32充电。

在没有针对从电荷泵电路20输出的升高电压VCP设定的限制时，第二电容器32的一个电极的电势V4近似等于(VB+V_Z-2V_F)。然而，在这种情况下，在使输出电压V1和输出电压V2的电平反转时，第一电容器30的一个电极的电势V3等于(VB-V_F)，并且第二电容器32的一个电极的电势V4等于(VB+V_Z-2V_F+V_Z)。也就是说，电势V3与电势V4之间的电势差超过齐纳电压V_Z，即，第二防回流二极管32的耐受电压。

因此，在本实施例中，将箝位电路41设置为将电荷泵电路20输出的升高电压VCP箝位至基于电池电压VB而确定的目标电压。

将箝位电路41的目标电压设定为使得：在交替执行对电容器30、32、34和36的充电和放电从而对电容器30、32、34、36、38的电荷进行积分时，电容器30、32、34和36中的相邻两个电容器之间的电压变化的幅度差不超过防回流二极管31、33和35中的对应的防回流二极管的耐受电压(即齐纳电压V_Z)。例如，将箝位电路41的目标电压设定为使得第一电容器30的电压变化的幅度与第二电容器32的电压变化的幅度之间的差不超过第二防回流二极管31的耐受电压。

换言之，由于图2所示的电荷泵电路20具有交替地重复充电/放电的四个电容器30、32、34和36，因而从理论上来讲电荷泵电路20能够输出等于(VB-V_F)+3(V_Z-V_F)的升高电压。但是，由于箝位电路41将电荷泵电路20输出的电压箝位在预定目标电压，因而能够将电容器30、32、34和36中的每者中的电势提高抑制到等于或者低于理论值。更具体而言，将电池电压VB与箝位电路41的目标电压之间的电压差几乎等分成第一电容器30与第二电容器32之间的升压、第二电容器32与第三电容器34之间的升压以及第三电容器34与第四电容器36之间的升压。在箝位电路41的目标电压被适当设定时，电容器30、32、34和36中的相邻两个电容器之间的电压变化的幅度差，即V4-V3、V5-V4、V6-V5不超过第二防回流二极管31、第三防回流二极管33和第四防回流二极管35的耐受电压。

在这样的情况下，优选将箝位电路41的目标电压设定为使电容器30、32、34和36中的相邻两个电容器之间的电压变化的幅度差接近对应的防回流二极管31、33和35的耐受电压。因此，能够限制防回流二极管31、33和35的恢复电流，并且能够进一步提高电荷泵电路20的效率。

如图3所示，通过由于电容器30、32、34和36的充电/放电操作而升压的电压来对最后一个电容器38充电。最后一个电容器38通过输出端子40为驱动电压生成电路50提供最后一个电容器38的充电电压作为电荷泵电路20的升高电压VCP。

接下来，将详细描述驱动电压生成电路50。图4是示出驱动电压生成电路50的电路结构的示例的电路图。

如图4所示，驱动电压生成电路50具有由PNP晶体管对51和52提供的第一电流镜电路。PNP晶体管51和52的发射极连接至从上文所述的电荷泵电路20输出的升高电压VCP的输入端子。因此，升高电压VCP施加至PNP晶体管51和52的发射极。PNP晶体管51、52的基极都连接至PNP晶体管52的集电极。PNP晶体管51的集电极连接至NPN晶体管52的集电极，从而提供将在下文描述的第二电流镜电路。PNP晶体管52的集电极通过电阻器53连接至N沟道MOSFET 12的栅极。

NPN晶体管54为第二电流镜电路提供另一NPN晶体管55。提供第二电流镜电路的NPN晶体管54和55的基极都连接至NPN晶体管54的集电极。NPN晶体管54和55的发射极都连接至地。NPN晶体管55的集电极连接至N沟道MOSFET 12的栅极。

N沟道MOSFET 56与NPN晶体管54并联连接。N沟道MOSFET 56的栅极接收来自控制单元64的PWM信号。

在第一电流镜电路的PNP晶体管51与52之间的镜比(mirror ratio)被设定为1:N时，将第二电流镜电路的NPN晶体管54与55之间的镜比设定为1:2N。

包括电阻器58、电阻器59和N沟道MOSFET 61的串联电路以及包括PNP晶体管57、电阻器60、电阻器62和N沟道MOSFET 63的串联电路连接在升高电压VCP的输入端子与地之间。PNP晶体管57的基极连接至电阻器58与电阻器59之间的公共连接线。电阻器60与电阻器62之间的公共连接线连接至N沟道MOSFET 12的栅极。

接下来，将描述驱动电压生成电路50的操作。控制单元64将上控制单元(未示出)指示的PWM信号输出至N沟道MOSFET 56的栅极端子。

在PWM信号的电平从低电平改变为高电平时，如图5的(a)中所示，N沟道MOSFET 56从截止状态改变为导通状态。在N沟道MOSFET 56改变为导通状态时，作为提供第二电流镜电路的NPN晶体管的其中之一的NPN晶体管54的集电极电压降低至地电平。因此，提供第二电流镜电路的NPN晶体管54和55两者被关断。

由于集电极电流通过处于导通状态的N沟道MOSFET 56而被施加至PNP晶体管51，因而所述电流也被施加至该对中的PNP晶体管52。也就是说，第一电流镜电路工作。在这种情况下，施加至PNP晶体管52的电流通过电阻器53而流入N沟道MOSFET 12的栅极。N沟道MOSFET 12在栅极与源极之间具有电容，并且电容器14与N沟道MOSFET 12的电容并联连接。因此，流入栅极的电流对这些输入电容充电并提高栅极电势。在栅极电势被提高到等于预定电势时，N沟道MOSFET 12被接通，从而为灯16供应电流。

在上述操作期间，通过流经具有电阻值R的电阻器53的电流以预定时间常数对N沟道MOSFET 12的栅极与源极之间的包括电容器14的输入电容C进行充电。因此，如图5的(b)中所示，缓解了栅极电压的波形的上升。通过下面的公式1表示栅极电压Vg的变化。t表示时间。

(公式1)

Vg＝Vcp[1-exp{-t/(CR)}]

由于N沟道MOSFET 12是源极跟随器电路，如图5的(c)中所示，因而N沟道MOSFET 12的作为与灯16的公共连接点的源极的电势将跟随栅极电压波形的变化，从而缓慢上升。因此，如图5的(d)中所示，施加至灯16的电流的波形发生与源极的电压波形相似的变化。

在N沟道MOSFET 56基于PWM信号而处于导通状态并且对N沟道MOSFET 12的栅极到源极电容进行充电时，控制单元64将N沟道MOSFET 12的栅极电压与判定阈值进行比较。判定阈值用于判断N沟道MOSFET 12是否处于完全导通状态。在控制单元64判断N沟道MOSFET 12的栅极电压达到判定阈值时，控制单元64输出用于接通N沟道MOSFET 61的导通信号。在N沟道MOSFET 61被接通时，PNP晶体管57的栅极电势降低，并且PNP晶体管57也被接通。因此，PNP晶体管57的集电极电流通过电阻器60流入N沟道MOSFET 12的栅极，并且如图5的(b)中所示，N沟道MOSFET 12的栅极电压被快速提高。控制单元64在经过预定时间段之后中止N沟道MOSFET 61的导通信号。

因此，在N沟道MOSFET 12处于完全导通状态并且不必缓解N沟道MOSFET 12的栅极电压以减小射频噪声时，能够对N沟道MOSFET 12的栅极到源极电容进行快速充电。因此，能够减小用于对N沟道MOSFET 12的栅极到源极电容进行充电的时段。

反之，如图5的(a)中所示，在PWM信号从高电平改变为低电平时，控制单元64输出用于接通N沟道MOSFET 63的导通信号。在N沟道MOSFET 63被接通时，N沟道MOSFET 12的栅极通过电阻器62和N沟道MOSFET 63连接至地。因此，能够将N沟道MOSFET 12的栅极电压快速降低至使N沟道MOSFET 12关断的电平。控制单元64监测N沟道MOSFET 12的栅极电压。在控制单元64判断N沟道MOSFET 12的栅极电压被降低至该电平时，控制单元64中止被输出至N沟道MOSFET 63的导通信号。

在PWM信号改变为低电平时，N沟道MOSFET 56从导通状态改变为截止状态。在N沟道MOSFET 56处于截止状态时，NPN晶体管54的集电极电势升高。因此，提供第二电流镜电路的NPN晶体管54和55被接通。在这种情况下，不管N沟道MOSFET 56的状态如何，提供第一电流镜电路的PNP晶体管51和52被连续地接通。

如上所述，第一电流镜电路的镜比被设定为1:N，而第二电流镜电路的镜比被设定为1:2N。因此，第二电流镜电路的NPN晶体管55能够从N沟道MOSFET 12的栅极到源极电容释放电流，该电流通过电阻器53从第一电流镜电路的PNP晶体管52流出。此外，第二电流镜电路的NPN晶体管55能够从N沟道MOSFET 12的栅极到源极电容释放电流，该电流的量与从PNP晶体管52流出的电流的量相同。因此，按照与充电时相同的时间常数对处于充电状态的N沟道MOSFET 12的栅极到源极电容进行放电。相应地，缓解了栅极电压的波形的下降，如图5的(b)中所示，并且类似地，还缓解了源极电压的波形的下降，如图5的(c)中所示。如图5的(d)中所示，如同源极电压的波形那样缓解了施加至灯16的电流的波形的下降。在这种情况下，灯16的电流的上升波形和灯16的电流的下降波形是对称的，也就是说，上升波形是通过沿时间的推移折叠下降波形而获得的。

相应地，在输出指示要接通N沟道MOSFET 12的PWM信号的时段的初始阶段和末尾阶段，驱动电压生成电路50借助于第一电流镜电路和第二电流镜电路通过电阻器53向N沟道MOSFET 12的栅极施加恒定电流。驱动电压生成电路50能够使用N沟道MOSFET 12的栅极与源极之间的输入电容来缓解栅极电压的上升和下降，并且能够减小由N沟道MOSFET 12的操作而引起的射频噪声。

如上所述，本实施例的开关元件驱动电路能够减小在电荷泵电路20中生成的射频噪声以及在驱动电压生成电路50中生成的射频噪声。因此，能够通过本实施例的开关元件驱动电路充分限制噪声。

尽管描述了本公开内容的实施例，但是本公开内容不限于上文描述的实施例，并且可以通过各种其它方式实施本公开内容而不背离本公开内容的主旨。

例如，在上述实施例中，描述了开关元件驱动电路驱动一个灯16的示例。但是，开关元件驱动电路可以驱动多个灯16。在这样的情况下，将必要数量的由灯16和N沟道MOSFET 12构成的串联电路相互并联连接在电池电源与地之间。此外，准备相同数量的驱动电压生成电路50，并将驱动电压生成电路50中的每者连接至N沟道MOSFET 12中的对应的一个的栅极。通常可以为各驱动电压生成电路50共同提供电荷泵电路20。

在为各驱动电压生成电路50共同提供一个电荷泵电路20时，优选的是该电荷泵电路20包括根据同时生成驱动电压的驱动电压生成电路50的数量而改变振荡器25的振荡频率的单元。

如上所述，振荡器25的振荡频率规定了对电荷泵电路20的电容器30、32、34和36的充电/放电进行切换的切换频率。在切换频率增大时，改善了电荷泵电路20的升压能力，但是电荷泵电路20的功耗也随之增大。相反，在切换频率降低时，减小了电荷泵电路20的升压能力，但是电荷泵电路20的功耗也随之减小。因此，在根据同时工作的驱动电压生成电路50的数量(即，需要被驱动的N沟道MOSFET 12的数量)而改变振荡器25的振荡频率时，能够使电荷泵电路20有效率地工作。具体而言，与只需驱动少量的N沟道MOSFET 12的情况相比，优选的是在必须驱动大量的N沟道MOSFET 12的情况下提高切换频率。

在上述实施例中，描述了驱动电压生成电路50的操作的示例。在驱动电压生成电路50对N沟道MOSFET 12的栅极到源极电容充电时，驱动电压生成电路50开始对处于完全导通状态的N沟道MOSFET 12进行快速充电。在驱动电压生成电路50对N沟道MOSFET 12的栅极到源极电容放电时，驱动电压生成电路50执行对N沟道MOSFET 12的快速放电，从而具有使N沟道MOSFET 12关断的电压。但是，驱动电压生成电路50不限于所述示例。例如，可以省略执行快速充电和快速放电的驱动电压生成电路50的结构。驱动电压生成电路50可以仅使用第一和第二电流镜电路来执行对N沟道MOSFET 12的充电/放电。此外，可以采用JP 2011-166727A(对应于US 2011/0169475A1)中描述的各种信号输出电路作为本公开内容的驱动电压生成电路。

尽管仅选择了选定的示范性实施例和示例来示出本公开内容，但是根据该公开内容对于本领域技术人员而言显而易见的是，可以在其中做出各种变化和修改而不背离所附权利要求中定义的本公开内容的范围。此外，上文对根据本公开内容的示范性实施例和示例的描述只是为了举例说明而提供的，而不是为了限制本公开内容的范围，本公开内容的范围由所附权利要求及其等同物来限定。