实现滞后控制，且其中所述充 电控制回路被配置为将对应于预定的禪合电容器电压的偏移量引入到滞后窗口中。
[0021] 所述SMAL稳压器的另一些实施例被配置用于将信号路径带宽从所述（线性）放 大器的输出阻抗带宽中解禪，其中包括如下的配置，其中；(a)放大器电路响应于动态输入 信号供应对应的稳压负载电压；化）切换器电路响应于具有小于信号路径带宽的切换器带 宽的切换控制信号，基于切换器带宽供应切换器负载电流；（C)放大器电路供应放大器负 载电流，该电流对应于不由切器负载电流供应的负载电流；和（d)放大器电路被配置为具 有第一和第二负反馈回路，使得所述第一反馈回路比第二反馈回路具有较高的速度，并且 (i)所述第一反馈回路被配置为控制放大器的输出阻抗带宽，和（ii)所述第二反馈回路被 配置为基本上独立所述输出阻抗带宽控制所述信号路径带宽。
[0022] 1.RF包络调制
[0023] 在使用包络调制的RF发射器中，提供至PA的电源电压被动态地调制W对应地跟 踪PA所需的输出功率变化。包络调制对于高的峰值-平均功率比（PAR)信号提供了显著 的效率改进，如典型的RF通信（诸如用于移动手持设备和基站中）。
[0024] 图1A是示例RF发射器系统10的功能说明，该系统包括RF功率放大器11和通常 被称为RFIC(射频集成电路）的RF基带子系统13。RFIC13产生基带信号x(t)，其上变频 15至RF，然后由PA放大（例如用于驱动RF天线）。
[0025] 包络调制器100供应电力至所述PA(PA电源导轨）、响应来自RFIC13的包络信号 e(t)调制电源电压。所述包络跟踪信号e(t)跟踪由RFIC 13所确定的PA的输出功率变化 /需求。目P，RFIC 13分解基带信号在两个分离的路径之间；一个包络跟踪信号e(t)，其携 带包络（幅度）信息，和一个恒定幅度信号x(t)，其携带相位信息：
[0026] e(t) = |s(t) (1)
[0027] x(t) = s(t)/| s(t) (2)
[0028] 该两个信号通过PA合并。因为（1)中的操作是非线性的，即使s(t)的带宽有限， 包络信号e (t)将不是非线性的，并且其结果是，包络调制带宽通常将显著大于信号路径带 见〇
[0029] 图1B示出了 RF发射器系统10的替代实施例，该系统包括在RFIC 13之后的低通 滤波器17。该低通滤波器能够被配置为减小输入到包络调制器100的包络信号e(t)的带 宽。符号调节装置19在上变频/混合15之前能够被用来补偿由低通滤波器引入的延时。
[0030] 该替代实施例表示了在包括包络调制器100的发射器系统10的总效率方面的设 计折中。例如，减小包络调制器100的带宽（目P，减小输入到包络调制器的包络跟踪信号 e(t)的带宽）牺牲了部分PA效率，因为降低了 PA电源电压的跟踪带宽，但其就改进的包络 调制器效率而言是有利的。包括x(t)信号路径中的符号调节装置将增加信号路径带宽，并 且因此将增加上转换器/混频器的带宽要求和到PA的输入。
[003U 限制包络跟踪带宽的另一些优点包括降低接收频带噪声，并降低PA的增益误差。 RX频带噪声是在RF收发器的接收频带内的PA输出端处测量的噪声（通过降低包络跟踪带 宽测量），包络调制器将引入更少的噪声和/或失真，从而降低RX频带噪声。PA增益误差 与通过包络调制器的包络跟踪信号和实际包络跟踪信号之间的差成比例，如果包络跟踪带 宽减小，PA的增益误差也减小，降低RX频带噪声。
[0032] 2. SMAL稳压器-DC禪合
[0033] 图2示出了 SMAL稳压器200的示例性实施例，其被配置为提供稳压电力到负载 (负载电压VpA和负载电流IPA)。SMAL稳压器200包括线性放大器210和切换式变换器230， 及其相关的切换控制器250,该切换式变换器230被配置作为电流源。线性放大器210和 切换式变换器230并联禪合到电流求和输出节点PAwt处（被禪合到功率放大器的电源引 脚）。针对该示例性实施例，所述线性放大器被DC禪合到PAwt节点。
[0034] 所述线性放大器级210响应于动态输入电压供应动态负载电压V PA。SMAL稳压 器200的一个示例应用是作为用于RF PA的包络调制电源（图1A)，使得动态输入电压Viw 是包络跟踪信号（来自RFIC)，并且所述SMAL稳压器向PA供应动态稳压负载电压VpA和所 需要的负载电流IpA。
[0035] 线性放大器210被配置为提供电压调节、设置供应给PA的动态负载电压VpA。线性 放大器也供应不由切换变换器230供应的所需的负载电流Iw。SMAL稳压器200能够被配 置为最大化来自切换变换器230 (电流源）的15"负载电流，从而最小化由线性放大器210 供应的所需的Iw负载电流。在该配置中，较低的带宽切换变换器供应较低频率的Isw负载 电流，而较高的带宽线性放大器供应较高频率的Iw负载电流，使得在PAwt节点处的I sw+Iw 供应PA所需的IpA负载电流。
[0036] 如下描述了线性放大器210的示例实施例（图7A和图7B)，包括配置所述线性放 大器W建立用于SMAL稳压器200的信号路径带宽，W及包括将信号路径带宽的配置从输出 阻抗带宽的配置中解禪。从信号路径带宽中解禪输出阻抗带宽使得输出阻抗带宽独立于信 号路径带宽能够被相对地最大化，该是一个重要的优点，因为除了提供较高频率的负载电 流（Iw)之外，线性放大器210能够被配置为拒绝由切换变换器230产生的切换噪声和波 动。
[0037] 切换变换器230的示例实施例被实施为降压变换器，并被配置为电流供应源/源。 切换变换器230包括降压电感器231，但不包括常规降压稳压器的输出电容器。实际上，线 性放大器210代替了常规降压输出电容器。该示例变换器布局是一种设计选择，并且切换 变换器可替代的实施方式包括升压、降压-升压和回扫（flyback)。
[003引根据常规降压变换器设计，控制的调制器电路233控制用于降压切换（FET)M1/M2 的口极驱动器235。切换控制器250被配置为控制所述切换变换器230的切换占空比。
[0039] 切换控制器250是利用滞后电压比较器251来实现的。到比较器251的一个输入 是源自线性放大器210提供的Iw负载电流，而另一个输入是预定偏移量V WPSCT。如图所示， 来自所述线性放大器的Iw/N通过电阻器255和低通滤波257转换成电压，W降低切换频 率。对于该示例性实施例，Iw/N是由线性放大器210的N个输出晶体管中的其中一个提供 的，W使由线性放大器供应的Iw负载电流由N个输出晶体管的N-1个形成。
[0040] 切换控制器250能够被配置为优化SMAL稳压器200在供应功率至PA的效率，其 通常通过最大化由（受带宽限制的）切换变换器230供应的IpA负载电流的ISW分量，并相 应地最小化由线性放大器210供应的所需的Iw负载电流（并且因此减小了线性放大器中 的功率耗散）来实现。目P，由切换变换器230供应/吸收的电流被最大化，并且最小化 由线性放大器210供应/吸收的所需Iw电流，使得较高速度但较低效率的线性放大器输送 较高频率的动态IpA负载电流的I W分量，而较高效率但较低带宽切换变换器提供较低频率 Isw分量。通常地，该效率优化通过将输入至比较器251的V WPSCT设置为零来实现。
[0041] 对于切换变换器230的示例降压实施方式，带宽主要由通过降压电感器231 (具有 电感U的最大电流转换速率（slew rate)限制，其由下式给出；
[0042] 上升转换速率=(Vcc-VpA)/L [00创下降转换速率=-Vm/L
[0044] 线性放大器210随后动态地供应/吸收所需的IpA负载电流和由切换变换器230 供应的Is成载电流之间的差值。所述降压电感器的电感呈现了设计折中。
[0045] 图3示出了 SMAL稳压器200的示例波形；（a)在上部曲线中，VpA负载电压跟踪PA 输出功率变化/需求，其通过线性放大器所设定，和化）在下部曲线中，相关的IpA负载电流 (Isw+Iw)，与由切换变换器供应的较低频率的Isw负载电流，和由线性放大器供应的所需的 较高频率的Iw负载电流的各自的曲线图。注意基于IpA负载电流的动态需求和切换变换器 的带宽限制，线性放大器和切换变换器二者均能够供应并吸收电流。
[0046] 参照图2,如上所述，SMAL稳压器200和线性放大器210能够被配置为具有显著高 于所述切换变换器230的带宽的信号路径带宽。例如，根据本公开，SMAL稳压器的实施方 式可能够被配置用于在20MHz范围内的信号路径带宽，其具有在1-15MHZ范围内（取决于 无源部件和信号特征）的变换器切换频率。
[0047] 3.与电容性充电控制电路的AC禪合
[0048] 图4、图5A-5B和图6示出了 SMAL稳压器的实施例，在其中线性放大器通过AC禪 合值C解禪）电容器CacAC禪合到PAwt节点。对于每个实施例，在所述线性放大器的（外 部）反馈回路内，禪合电容器Cac被禪合到线性放大器输出端和PA WT节点之间。
[0049] 利用AC禪合，预定的DC-平均电压被维持在Cac禪合电容器上，并且所述线性放大 器