供应由SMAL稳压器（PAwt电源节点）供应的V PA负载电压的AC分量。由线性放大器供 应的Iw负载电流通过Cac禪合电容器禪合到PAwt节点，W此来维持Cac上的预定的DC-平 均电压，因此通过Cac禪合电容器的稳态平均电流为零。
[0化0] 所述SMAL稳压器能够被配置为控制所述平均电流从线性放大器输入到禪合电容 器Ca冲，W维持Cac上的预定的DC-平均电压；(a)在图4、图5A和图5B中的示例实施例 示出了 SMAL稳压器，在其中切换式变换器级包括电容性充电控制回路，其控制15"负载电流 W有效地控制该线性放大器的输出电流，和化）在图6中的可替代示例实施例示出了 SMAL 稳压器，在其中线性放大级包括具有相关电容性充电控制的充电控制晶体管，其被配置成 控制所述电流从线性放大器输出到禪合电容器。
[0化1] 对于示例性实施例，Ca。电容能够相对较大（例如，在5-10 uF的范围内）。在该种 配置中，Cac禪合电容器未被设计为过滤来自切换变换器的切换噪声/波动，而代替地，用作 DC-电压电平移位器，存储VpA输出电压的预定的DC-平均值。Cac禪合电容器上的DC-平均 电压的预定电平能够根据寄存器或通过一个或多个寄存器的计算来设定。
[005引 图4示出了 SMAL稳压器400的示例性实施例，在其中线性放大器410通过AC禪 合电容器CacAC禪合到PAwt节点。切换式变换器430包括具有嵌套控制回路的切换控制器 450,该嵌套控制回路包括被配置为实现电容性充电控制的VcAe控制回路455。
[005引功能上，VcA追制回路455将VcAc偏移量引入至Isw控制回路a0p/N)中，该回路控 制由切换变换器430供应的15"负载电流。响应于所述V CAC偏移量，切换变换器430相应地 调节Isw负载电流，使得线性放大器410调节其lu输出电流至非零平均值。作为结果，Ca。 禪合电容器上的电压基于通过禪合电容器Cac到PA WT节点的平均电流变化，对禪合电容器 Cac进行充电/放电W维持DC-平均电压V ac。
[0054] -种用于SMAL稳压器400的AC禪合实施例的设计考虑建立了相对于线性放大器 410的电源电压的DC-平均电压为了说明目的，忽略DC-平均电压V^。，SMAL稳压器 400能够供应高于电源（例如，电池）电压的输出电压，只要该信号的峰峰振幅小于电源电 压即可。例如，对于2. 5V的电源电压，如果PA负载电压VpA从2V摆动到3. 6V，则不需要提 高LA电源导轨，该是因为信号峰峰振幅（在本例中为1.6V)低于2. 5V电源电压（并将保 持，只要电源电压在适当余量保持高于1.6V)。即，对于AC禪合的示例性实施例，LA处的设 计约束是Vpp(峰峰）和VpA_Dc(平均VPA输出电压）二者都必须小于电源电压某一余量（在 一些实施例中，VpA_De能够为0伏特）。因此，在指定最大PA负载电压V PA时，AC禪合提供了 一定程度的设计自由度，而不需要提高线性放大器410的电源导轨。具体地，VpK能够大于 电源电压，只要观察到Vpp和VpA_De约束。对比图2中图示说明的示例性DC禪合实施方式， 其中VpK被约束。
[0化5] 切换控制器450被配置为控制所述切换变换器（降压）430,并且（a)用于稳态操 作，W提供Isw负载电流，其可最小化由线性放大器410供应的所需的IOP负载电流，和化） 如有必要，调节15"使线性放大器输出非零平均值I U输出电流，其除了供应所需的I W负载 电流外，对禪合电容器Cac进行充电/放电W维持所述DC-平均V cAe禪合电容器电压。
[0化6] 切换控制器450包括滞后电流比较器451，其限定了 Is"/Iw滞后窗口。滞后电流 比较器451接收由两个（嵌套）控制回路产生的输入，所述两个回路；(a) 15"控制回路，其 基于对应于由线性放大器410供应的Iw负载电流的Iw/N，和化)Vac控制回路455,其基于 禪合电容器Cac两端的电压。参照图2，所述V cAe控制回路基本上取代了至滞后电压比较器 251的V偏移输入。
[0化7] 所述控制回路工作W驱动降压切换变换器供应I SW负载电流，从而通过在I sw/ Iw滞后窗口内维持（通过低通滤波平均的）I w/N最小化来自线性放大器的Iw负载电流。 结果，所述线性放大器输出（稳定状态）零平均输出电流Iu，Iu通过所述禪合电容器Cac被 禪合到PAwt求和节点作为由线性放大器410供应的I W负载电流。
[0058] 所述VcA追制回路455是通过跨导（gm)放大器457来实现的。所述V CAC控制回路 将对应于预定的禪合电容器电压VeAe的V"e充电控制偏移量引入到Isw/%P滞后窗口。跨导 (gm)放大器457提供到滞后比较器451的电流输入，其与Cac禪合电容器两端的电压成比 例，参照VcAc;gm* [V PA- (Vu+VcAc)]。即，通过VcAc控制回路引入的VCAC偏移量对应于（a) VPA (即 PA负载电压）和化）（Vu+VcAc)(即所述线性放大器输出电压Via加上预定的禪合电容器电 压Vae)之间的差值。低通滤波该些输入减少了对高频共模抑制的要求。
[0059] 当禪合电容器Cac上的电压偏离预定的V CAC时，I sw/Idp滞后窗口是偏移的 (VpA- (Vu+Vae)不为零），从而使Isw控制回路工作W驱动切换变换器430输出ISW负载电流， 其使线性放大器对应地输出非零平均lu电流。该非零平均lu除了通过禪合电容器Cac提 供Iw负载电流W外，还将C AC充电/放电到V CAC，即，直到[VpA- (Vu+VcAC)]为零。此时，嵌套 Isw控制回路继续稳态运行W驱动切换变换器430,从而供应I 5"负载电流，其最小化由线性 放大器410供应的所需的Iw负载电流。对于该稳态运行操作（其具有禪合电容器Cac上的 VcAC)，所述线性放大器输出通过Ca產PA求和节点的零-平均I U电流，作为I W负载电流。
[0060] 例如，假设切换变换器410在由线性放大器（LA)410提供的Iw负载电流大于50mA 时供应电流，并在Iw低于50mA时吸收电流，从而使I sw/Iw滞后窗口为巧0/-50mA(零-平 均lu电流）。如果V PA的DC平均值高于（V u+VcAc)，则gm乘W [VpA- (Vla+Vcac)]偏移电流被 输入到滞后比较器。例如，如果该电流是20mA，那么新的Is"/Iw滞后窗口是W0/-30mA，并 且新的LA非零平均lu输出电流大约为20mA，逐渐对C Ae充电W增加禪合电容器上的电压， 直到达到所述预定的电压Vae(当VpA-(Vu+VeAe)为零时）。
[0061] 图5A和图5B分别示出了具有AC禪合的SMAL稳压器500的示例性替代实施例和 其等效电路，其适于高频应用。线性放大器510通过禪合电容器Cac被AC禪合到PA WT节点。 对于该实施例，切换式变换器530被实施为降压电压源，除了降压电感器531之外，还包括 降压输出电容器532。切换控制器550提供到降压变换器530的电压控制，其包括将降压电 压源转换为供应Isw负载电流的电流源的大输出电感器539。切换控制器550包括被配置 W实现电容性充电控制的Vae控制回路455。
[0062] 功能上，Vac控制回路555将V CAC偏移量引入至控制由切换变换器530供应的I SW 负载电流的Isw控制回路（V?)中。响应于所述VeAe偏移量，切换变换器530相应地调节所 述Isw负载电流，使得线性放大器510调整其I U输出电流至非零平均值。作为结果，禪合电 容器Cac上的电压基于通过禪合电容器C AC到PA WT节点的平均电流变化，对禪合电容器C AC 进行充电/放电W维持DC-平均电压Vac。
[0063] 切换控制器550包括组合器551，其接收两个信号输入；(a) 15"控制信号，其基于也 输入到线性放大器510的目标电压Vw和化)Vae控制信号，其来自Vae控制回路555并基 于禪合电容器Cac两端的电压。
[0064] 对于Is淮制信号，目标电压V?被低通滤波器553平均，并且提供到切换变换器 530的15"控制输入对应于由线性放大器510设置的V PA负载电压。到切换变换器530的所 述Isw控制输入工作W控制降压输出电容器532上的电源电压，使得所得的I S成载电流通 过所述输出电感器539导致线性放大器输出（稳态）零平均lu输出电流。lu输出电流通 过禪合电容器Ca。被禪合到PA WT求和节点，作为将由线性放大器510供应的所需的I W负载 电流。
[00化]Vae控制回路是通过紧随补偿网络559的电压放大器557来实现的。所得Vae控制 信号引入对应于预定的禪合电容器电压Vae的Vae充电控制偏移信号。来自放大器557的 输出与Cac两端的电压成比例，参考V CAC; [V PA- (VlA+VcAC)]。即，通过VcAC控制回路引入的V CAC 偏移控制信号对应于（a)VpA(即PA负载电压）和化）（Vu+Vae)(即所述线性放大器输出电 压Vu加上预定的禪合电容器电压V"e)之间的差值。低通滤波该些输入减少对高频共模抑 制的要求。
[0066] 当禪合电容器Cac上的电压偏离预定的V CAC时，来自V CAC控制回路555的V CAC偏移 控制信号[VpA-(Vu+Ve