栅极和各自漏极相连;N9和 P10的漏极相连，N9的栅极连接前级电压采样电路的输出即N6的源极A点;N10和P11的漏极 相连，N10的栅极连接输出电路的输出；Nil的源极接地，漏极分别和N9和N10的源极相连， Nil的栅极连接电压偏置信号Vb;P9的源极连接电源电压输入端口 Vin，栅极和P10的栅极相 连;P12的源极连接电源电压输入端口 Vin，栅极和P11的栅极相连;N8的源极接地，漏极与本 身的栅极和P9的漏极相连;N12的源极接地，漏极与本身的栅极和P12的漏极相连;N7的源极 接地，漏极和误差放大器的负相输入端口相连。栅极与N8的栅极相连。尾部反馈电路将输出 电压采样，经两极放大器和前级电压采样电路反馈回输出，抑制输出端口电压的变化。
[0022] 本实施例中，输出电路采用了图3中的两个醒0S管(N13、14)、一个PM0S管(P13)和 一个电容(C2)结构。N13的漏极与P13的源极和电源电压输入端Vin相连，N13的栅极与前级尾 部反馈电路中N6的栅极P点相连，P13的栅极与使能控制端口 EN的反相信号肥N相连;N14的 源极与C2的一端接地，N14的栅极与偏置电压化相连，N14的漏极与N13的源极和C2的另一端 相连，是本发明的最终输出端口 VDut。输出电路镜像了前级电压采样电路中的结构，为尾部 反馈电路提供采样电压，输出本发明的最终电压。
[0023] 本发明的改进型片上线性稳压器具体工作过程如下：
[0024] 1)空闲时段时，使能端口EN被偏置到3.3V，EN的反相信号肥N则被偏置到0VdN3、 N15导通，将N6的栅极P点拉低至地。此时N13截止，P13的栅极由于被拉至0V，所W导通。输出 端口电压由于P13的导通将被拉至与P13源极相同的电压，即电源输入电压，片上后级电路 不能正常工作。
[002引2)正常工作时，使能端日EN被偏置到Ον,ΕΝ的反相信号肥N则被偏置到3.3V。此时 Ν15、Ν3、Ρ13均截止，线性稳压器开始正常工作。①当输出负载电流瞬间上升时：由于Ν13不 能立刻提供相应的电流，所W多余的负载电流对输出电容放电，输出端口电压下降。V。u t电 压的下降，即N10栅极电压的下降，使得流过N10的电流下降。由于流过N9与N10的电流总和 一定，所W流过N9的电流上升，即流过P10的电流上升。P則尋流过P10的电流镜像缩小，所W 流过P9的电流也上升，即流过N8的电流上升。N7将流过N8的电流镜像缩小，所W流过N7的电 流也上升。误差放大器所在的反馈环路将N7的漏极电压，即Vfb稳定在Vref，所W流过R1的电 流上升，即流过N6的电流上升。由于电流较小，所WA点的电压将较小幅度的上升，所WP点 的电压必将上升。P点电压的上升，增加了 N13的栅极电压，所WVouT下降幅度将会减小。最终 尾部反馈环路在抑制输出端口电压VouT变化。②当输出负载电流瞬间下降时：由于N13不能 立刻提供相应的电流，所W多余的负载电流对输出电容充电，输出端口电压上升。Vnut端口 电压的上升，即N10栅极电压的上升，使得流过N10的电流上升。由于流过N9与N10的电流总 和一定，所W流过N9的电流下降，即流过P10的电流下降。P則尋流过P10的电流镜像缩小，所 W流过P9的电流也下降，即流过N8的电流下降。N7将流过N8的电流镜像缩小，所W流过N7的 电流也下降。误差放大器所在的反馈环路将N7的漏极电压，即Vfb稳定在Vref，所W流过R1的 电流下降，即流过N6的电流下降。由于电流较小，所WA点的电压将较小幅度的下降，所WP 点的电压必将下降。P点电压的下降，减小了N13的栅极电压，所WVouT上升幅度将会减小。最 终尾部反馈环路在抑制输出端口电压VouT变化。图3中除了N1和N10管处于亚阔值区，其他 M0S管正常工作时均处于饱和区。当负载瞬态升高或下降时，输出端由于输出电容的存在会 瞬间下降或升高，但是由于反馈电路会抑制P点电压变化，因此在负载电流变化相同的情况 下，图3结构中的输出端口电压Vnut变化幅度相比于没有尾部反馈电路，只有误差放大器、电 压采样电路和输出电路的图2结构中的输出端口电压VDut变化幅度小。根据负载调整率的计 算公式：
[0026]
[0027] 所W图3结构提高了图2结构线性稳压器的负载调整率性能。
[0028] 图4示出了图2、图3结构的端口电压随着负载电流的变化仿真结果。从图4中可W 看出图3结构相比于图2结构，负载调整率得到了改善。为了维持图1中采样点电压Vfb不变， 图1结构必须使用大增益的误差放大器。但是图3结构中尾部反馈电路中的两极差分放大器 所需的是小增益结构，所W图3结构中输出端口电压VouT变化幅度相比于图1结构中输出端 口电压VouT变化幅度仍然较大，根据调整管电流公式：
[0029]
[0030] 在负载电流变化相同的情况下，图3结构中P端口电压变化幅度相比于图1结构中P 端口电压变化幅度较小。因此，根据负载瞬态响应时间公式：
[0031]
[0032] 图3结构的负载响应时间比图1结构的短。又根据负载瞬态响应过冲欠冲电压公 式：
[0033]
[0034] 因此，图3结构的过冲欠冲电压比图1结构的小，所W图3结构的负载瞬态响应相比 于图1结构的仍然可提高很多。图5示出了图1、图2、图3结构的输出端口电压随着负载电流 的瞬态变化仿真结果。从图5中可W看出，相比于图2结构，图3结构的负载瞬态响应有所降 低，但是相比于图1结构仍然提高很多，所W图3结构的线性稳压器仍然拥有优异的负载瞬 态响应性能。最终本发明的线性稳压器在保留图2结构优异的负载瞬态响应性能的同时，提 高了图2中结构中的较差的负载调整率。
[0035] W上实施方式仅用于说明本发明，而并非本发明的限制，有关技术领域的普通技 术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可W做出各种变化和变型，因此所有等 同的技术方案也属于本发明的范畴，本发明的专利保护范围应由权利要求限定。
【主权项】
1. 一种改进型片上线性稳压器，包括:误差放大器，前级电压采样电路，尾部反馈电路， 输出电路，其特征在于： 所述前级电压采样电路连接所述误差放大器和尾部反馈电路;所述尾部反馈电路连接 所述前级电压采样电路和输出电路。2. 如权利要求1所述的改进型片上线性稳压器，其特征在于，所述尾部反馈电路包括 PMOS管P9、PMOS管P10、PMOS管P11、PMOS管P12、NMOS管N7、匪 0S管N8、NMOS管N9、匪 0S管N10、 匪0S管Nl 1及NMOS管N12;所述PMOS管P10和PMOS管PI 1的源极连接电源电压输入端口，各自 栅极和各自漏极相连;所述NMOS管N9和PMOS管P10的漏极相连，NMOS管N9的栅极连接前级电 压采样电路的输出；所述NMOS管N10和PMOS管P11的漏极相连，NMOS管N10的栅极连接输出电 路的输出端口；所述NMOS管Nl 1的源极接地，漏极分别和NMOS管N9和NMOS管N10的源极相连， NMOS管Nil的栅极连接偏置信号的输入端口；所述PM0S管P9的源极连接电源电压输入端口， 栅极和PM0S管P10的栅极相连;所述PM0S管P12的源极连接电源电压输入端口，栅极和PM0S 管PI 1的栅极相连;所述匪0S管N8的源极接地，漏极与本身的栅极和PM0S管P9的漏极相连； 所述匪0S管N12的源极接地，漏极与栅极和PM0S管P12的漏极相连;所述NMOS管N7的源极接 地，漏极和误差放大器的负相输入端口相连，栅极与NMOS管N8的栅极相连。
【专利摘要】本发明公开了一种改进型片上线性稳压器，包括：误差放大器，前级电压采样电路，尾部反馈电路以及输出电路。所述误差放大器用于稳定前级反馈环路，使得采样节点电压稳定在一个恒定值；所述前级电压采样电路连接所述误差放大器和尾部反馈电路，用于被误差放大器采样电压和提供后级输出电路所镜像的结构；所述尾部反馈电路连接所述前级电压采样电路和输出电路，用于将输出端口电压与前级相联系以提高该线性稳压器的负载调整率；所述输出电路用于镜像前级结构，构成共源级输出，增强该线性稳压器的负载瞬态响应。
【IPC分类】G05F1/563
【公开号】CN105630058
【申请号】CN201610167446
【发明人】顾晓峰, 梁思思, 虞致国, 赵琳娜
【申请人】江南大学
【公开日】2016年6月1日
【申请日】2016年3月23日