专利名称：预处理垂直记录中低频的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及数据存储系统中垂直记录领域。更具体地，但非限制性地，本发明涉及用于预处理垂直记录回读信号的方法和装置，以便改进误码率(BER)性能，BER受到垂直记录回读信号中的低频噪声源不利影响。
背景技术：
用于记录数据的记录介质包括例如磁盘、光盘、磁光盘和磁带。当数据是以数字方式在记录介质上记录或者从记录介质回读时，最好以高密度记录数据。因为在对数据存储容量的需求方面巨大的增长，所以对通用记录系统的研究已经导致许多潜在的方法和结构的研究，用于增加存储介质的容量。对于磁记录也是如此，例如在磁盘驱动器数据存储系统方面，正在探索可导致更高面密度的结构。
在磁记录领域中新近结构之一是垂直记录，被认为具有比现有的纵向记录结构具有更多的潜力。在纵向记录中，在磁盘上的磁介质是平行于盘表面被磁化的。然而，在垂直记录中，介质是垂直于盘表面被磁化的。
在达到更高面密度的潜力之外，垂直记录的特殊性质也带来它自己的困难。主要困难之一涉及垂直回读信号的低频分量。在回读信号中相当大数量的数据在低频。换言之，在回读信号的低频部分有相当大数量的关于被写位的信息。不过，相当大数量的主导噪声源也位于低频。而且，由于垂直回读信号的直流(DC)分量在系统中引起有害的DC-耦合，所以一般必须去除信号中的DC含量。假使相当大数量的主导噪声源位于低频，并且一般最好消除信号的DC含量，那么似乎同时去除信号的低频分量也是有益的。然而，在滤出信号的低频分量的同时，相当大数量有关数据的信息也丢失了。因而，在除去DC含量和低频噪声分量的主导部分与失去有关可能用于提高系统性能的数据的某些信息之间存在着利弊权衡问题。
处理这个问题的一个理想方法是使用有关垂直信道、数据和噪声的所有种类的信息，以从回读信号取回数据。不过，在系统中的主导噪声源不是高斯(Gaussian)噪声，并且它们是数据相关的。例如，基线漂移(Base-Line Wander)(BLW)和介质噪声取决于在磁道上的数据，而邻近磁道干扰取决于相邻磁道处的数据。由于噪声的数据依赖性和其功率谱的非高斯形状，很难提出有效处理噪声的信号处理算法。即使能做得到，但此类型的算法通常是电子学的检测块的责任，它在检测块的设计方面产生困难，有可能导致非常复杂的算法和设计。
以前，已经探索了将垂直信号变换成纵向信号的想法。首先，在纵向结构中通常不存在DC耦合问题或关于回读信号的低频分量的问题。其次，将垂直信道变换成纵向信道以去除DC耦合，还使得使用现有的纵向信道设计成为可能。第三，在低频处的噪声也将被变换，有可能允许现有的纵向信道设计来处理新的纵向样信道。
将垂直信号变换成纵向信号的这个想法不考虑系统中的任何噪声分析，并且只期望现有纵向信道设计来处理系统中新的经变换的噪声影响。不过，在将垂直变换成纵向的同时，系统中的某些噪声被放大，和/或有关数据的信息的某些有价值部分被丢失。由于这个原因，将垂直信号变换成纵向样信号并且应用现有的纵向结构，有可能导致比不变换信号将导致的更差的误码率(BEF)性能。
因此，一个算法，既比将垂直变换成纵向的想法的这些不同实现执行得更好，又改进整个系统性能，将是本领域中重大的进步。
发明概述本发明的实施例涉及用于预处理垂直回读信号的方法和装置，以便通过除去低频噪声同时保留低频信号含量来改进BER，所述低频信号含量包含有用于确定从存储介质读出位的值的信息。
本发明通过提供用于预处理数据存储系统中垂直回读信号的低频分量以便减少低频噪声的方法和装置，来解决前述问题。首先，将主导已知干扰引入到系统中。为此，可以选择主导高通极点。这个高通极屏蔽其它低频噪声源的影响，使系统留下一个主导低频噪声分量的系统，该主导低频噪声分量是人工引入系统中的并且完全是已知的。有了这个高通极，可以认为系统只具有由这个极所产生的BLW影响。然后，将人工引入的主导干扰从系统中除去。
在一个实施例中，本发明的方法包括引入对垂直回读信号的主导已知干扰，它屏蔽其它低频噪声源的影响并且给回读信号留下具有一个主导低频噪声分量。然后，所述方法还包括从回读信号除去主导已知干扰，以恢复回读信号的低频部分，以便确定从存储介质读出位的值。
在阅读下列详细描述和审阅关联的附图后，本发明的实施例的这些和各种其它特征以及优点，将是显而易见的。
图1是按照本发明实施例的盘驱动器的平面图。
图2-1是例示在本发明的方法中使用的概念的曲线。
图2-2是流程图，例示本发明的方法。
图3所示方框图例示了一种信号处理系统的实现，在其中实现了本发明的方法。
图4所示方框图更详细地例示了在图3中所示的基线漂移(BLW)块，在其中可以实现本发明的方法。
图5所示方框图例示了在图3中所示包括本发明的方法的系统的混合模拟/数字实现。
图6所示方框图例示了在图3中所示包括本发明的方法的系统的数字实现。
图7所示表例示本发明概念。
图8所示方框图例示了可以用于本发明实施例中目标响应滤波器和FIR滤波器的结构。
图9所示方框图例示了在图8中所示的电路系统的混合模拟/数字实现。
图10所示方框图例示了在图9中所示的电路系统，但具有在数字域中实现的高通滤波器。
图11所示方框图例示了在图10中所示的电路系统的简化版本。
图12所示的表阐述在讨论本发明时有用的概念。
图13所示方框图例示了按照本发明的错误传播消去结构的实施例。
图14所示方框图例示了按照本发明的错误传播消去结构的另一个实施例。
图15和16所示的表例示本发明的概念的表。
图17-1，17-2和17-3所示方框图例示按照本发明的某些实施例的错误检测和消去的方法的实施例。
详细说明图1是盘驱动器100的平面图，它包括带有基座102和顶盖104的机壳(为了清楚起见，顶盖104的部分被除去了)。盘驱动器100还包括盘组106，它安装在主轴电动机108(未示出)上。盘组106包括多个单独的盘107，它们被安装成围绕中心轴108共同旋转。每个盘107具有相关联的产品机头(producthead)112，它携带用于与盘表面109通信的一个或多个读和写传感器(读和写机头)。每个产品机头112是由悬架118支持的，而悬架118附着于执行元件组件(actuator assembly)122的轨道访问臂(track accessing arm)120。由伺服控制电路系统控制的音圈电机124使执行元件组件122围绕轴126旋转，以沿盘内径132和盘外径134之间的拱形路径130移动机头112。
在图1中还示出电路系统128，它图示地代表关联于信道结构的电路系统，用于处理要写入盘或介质表面或者从盘或介质表面读出的信号。电路系统128所处的位置不必如图1中所示，相反，提供在图1中所示的电路系统128的位置仅为用于讨论目的的例子。再者，盘驱动器100仅仅是想要代表任何各种各样的数据存储设备，在其中可以实现本发明的方法和装置。例如，在一个实施例中，盘驱动器100是使用垂直记录技术和组件的盘驱动器。不过，在另外的实施例中，盘驱动器100可以是其它类型磁盘驱动器，或者可以是其它类型的盘驱动器诸如光盘驱动器、磁光盘驱动器等。在此所揭示的方法和装置也可以在其它数据存储设备中使用，例如在磁带存储设备中使用。
如在背景部分所述，在诸如由垂直记录实施例中的产品机头112提供给电路系统128的垂直回读信号中的主导噪声源位于低频处，连同包含在回读信号中的信息的相当大的部分一起。为了最小化或减少这些主导噪声源对系统性能的影响(例如，以改进BER)，揭示了将主导已知干扰引入系统中或回读信号中的方法和装置。例如，为此目的，可以将一主导高通极添加到系统。这个高通极的目标是屏蔽其它低频噪声源的影响，给系统留下具有一个主导低频噪声分量，它是人工引入系统中的并且是完全已知的。有了这个高通极，可以把系统视为只具有由这个极产生的基线漂移(BLW)影响。然后，将人工引入的主导干扰从系统除去(即从回读信号中除去)。
在所建议的算法背后的想法也可在图2-1的曲线中直观地看到。在此曲线中，垂直数据是由曲线202代表的，而低频噪声由204表示。在图2-1中，高通滤波器H(s)的截止频率是相对于典型预放大器截止频率FPA示出的。当低频噪声204的大部分被高通滤波器H(s)滤出时，系统主导低频影响来自H(s)的高通极。由于人们能够恢复H(s)的高通极点影响，所以能相对自由地从低频噪声影响的主导部分获得数据。
集中在上面提出的总体思想，第一步骤215(在图2-2的流程图210中示出)是在系统中插入主导高通极。有利的是，高通滤波器具有非常简单的结构，且在其截止频率具有非常剧烈的跃迁。而且，滤波器应该一般不放大回读信号的频率含量的任何部分。为了这些原因，在一个示例性实施例中，高通滤波器是一个在方程1中所示形式的无限脉冲响应(IIR)滤波器H(z)=1-m1-(1-m)z-1]]>方程1其中H(z)是滤波器的z-域表示。通过适当地选择其参数m，可在系统中引入主导高通极。因为H(z)是高通滤波器，它去除回读信号的低频部分，包括DC含量在内。因而，它解决了DC-耦合问题。不过，这个滤波器还去除在低频处的数据分量，这是必须要恢复的。注意在方程1中所示的TTR高通滤波器形式只是一个可在本发明的方法和装置中使用的产品机头滤波器的例子而已，这是很重要的。
第二步骤220是补偿人工引入的主导BLW的影响，主导BLW是H(z)的高通极的结果。H(z)的模型(第一阶IIR)和高通极的位置(滤波器的高通极是由它的参数m唯一地确定的)是已知的。补偿H(z)影响的滤波器L(z)将是低通滤波器，并且应该是第一阶IIR以具有与H(z)相同的性能。因而，在H(z)是方程1中所示的形式的实施例中，L(z)可以是方程2中所示的形式L(z)=1-k1-(1-k)z-1]]>方程2其中它的参数k取决于方程1中的m。
不但滤波器模型本身是匹配的，而且H(z)和L(z)的输入也是匹配的。H(z)的输入是输入位与信道脉冲响应的卷积。为了给L(z)相似的输入，要获得来自检测器的判定，因为它们是恢复的输入位。然后将那些判定与垂直信道脉冲的估计值卷积。
现在转到图3，所示的是用于本发明的盘驱动器数据存储系统的实施例的电路系统128的读出电路系统或结构部分300。如在图3中所示，电路300包括信道305，它接收来自编码器(未示出)的输入位307。在本发明的有些实施例中，提供信道输出306给低通滤波器(LPF)310用于滤波，并将LPF 310的经滤波的输出311提供给BLW块或者电路系统320，在其中实现在此所揭示的部分或全部预处理方法。在所建议的算法中，BLW块首先在系统中引入已知主导BLW将BLW块320的输出提供给模数(A/D)转换器325用于数字化。将数字化的信号326提供给电路系统330，它代表其它典型的电路或功能，包括有限脉冲响应(FIR)功能、定时功能、检测器功能、解码功能等等。例如，在电路系统330中实现的检测电路或功能提供检测器输出331，使用它作为BLW块320的输入，如将更详细地讨论的。而且，在电路系统330中实现的定时电路或功能提供定时恢复输出332，使用它作为A/D方框325的输入。电路系统330最后还作为输出提供经解码的位333。
现在参考图4，示出并更详细地讨论了电路300的BLW块320的一个实施例。在图4中，高通滤波器H(s)350相应于上面讨论的高通滤波器，但还可以相应于其它高通滤波器实现。E(s)块即电路360代表估计垂直信道脉冲响应的电路系统或功能。L(s)块即电路370代表上面讨论的低通滤波器，但也可以相应于其它低通滤波器实现。在反馈回路322中实现E(s)和L(s)功能。在图4中，用它们的拉普拉施变换符号(H(s)，E(s)，L(s))而不用它们的z-变换型式(H(z)，E(z)，L(z))代表滤波器，借以表示在这个实施例中，是在连续的模拟域中应用那些滤波器的。
在图4中，H(s)块350接收来自LPF 310(图3)的信号311作为输入，并提供过滤后信号351作为输出。E(s)块360接收检测器输出351作为输入，它是来自检测器的判定，并且作为响应提供输出361。L(s)块370使用E(s)块输出316以产生经滤波的信号371。使用加法器380组合信号351和371以产生BLW块输出321。
归纳图3和4，所建议的算法首先应用高通滤波器以屏蔽任何低频噪声影响。然后，通过使用来自检测器的判定(它是输入位流的判定)，BLW块320首先在信道之后取得回读信号的估计值，接着校正已经人工引入到系统中的高通极的影响。下面更详细地对此点加以讨论。
方法和装置的不同实施例为了取得垂直信道的更佳的估计值，人们可能不得不使用具有巨大数量的波带(tab)的E(s)电路或功能(图4)。不过，在模拟域中实现这样巨大的滤波器可能是不切实际的。为此原因，在数字域内实现E(s)和L(s)电路或功能360和370是有益的。当在均衡之后在数字域中采用E(s)时，它也有助于减少在检测器判定与在FIR(均衡器)的输出的信号之间的延迟。因此，可以在不同的实现实施例诸如在图5和6中所示的电路400和450的部分中，修改和实现在图3和4中所示的电路。电路400和450是在图3中所示的电路300的可替换的实现，图中相同或相似的功能标记相同。
在图5和6中，电路块或功能H(s)(或H(z))350、E(z)360和L(z)370相应于在图4中所示的相同地编号的电路块或功能。在图5和6中所示的电路结构，与在图4(连同图3)中所示的模拟实现相比，之间的有些差异包括这个事实在图5和6中，E(z)360等于目标响应，L(z)是L(s)的数字实现。另外，在图6中，高通滤波器H(z)也是连同E(z)和L(z)一起以数字方式实现的。
在图5中所示的电路400是本发明的概念的混合实现，其中在模拟域中实现H(s)，同时在数字域中实现E(z)和L(z)360和370。从由解码器提供的输入位307，通过LPF 310的输出311，电路400与在图4中所示的电路300相同或相似地被配置和运行。来自高通滤波器功能H(s)350的输出351是由A/D转换器325数字化的。A/D转换器325的数字化输出326输入到FIR 405，以及提供来自FIR405的输出406作为加法器410的第一输入。将加法器输出411提供给检测器电路或功能415，它提供与在图3中相同编号的输出相似的经解码的位333作为输出。经解码的位还作为输入被提供至包括E(z)和L(z)电路或功能360和370的反馈路径，提供LPF功能L(z)370的输出371作为加法器410的第二输入。还把来自检测器415的经解码的位333提供给定时恢复电路420用于产生定时恢复输出332。
在由图6中所示的电路450提供的电路300的数字实现的实施例中，直接将A/D转换器325的输出326提供至FIR 405。然后FIR 405的输出提供给高通滤波器功能H(z)350。然后提供FIR 405的输出作为加法器410的第一输入，将加法器输出411提供给检测器415。将来自检测器的经解码的位333提供给包括E(z)和L(z)电路或功能360和370的反馈路径，其中提供LPF功能L(z)370的输出371作为加法器410的第二输入。还将来自检测器415的经解码的位333提供给定时恢复电路420，用于产生定时恢复输出332。
在图6中所示的算法的数字实现相对于在图5中所示的其它混合实现的优点是以数字方式实现算法的所有部分，因而降低实现成本。不过，在混合实现情况下，低频部分，包括回读信号的DC含量被首先滤出。因而，在混合情况下，确保没有DC耦合问题存在于A/D转换器325的输入处。
仿真结果和数据用真实的信号已经进行了本发明的概念的仿真。通过将所建议的算法的混合实现(在图5中所示的电路400)集成到软件信道中来获得结果。通过首先决定要处理的位流，将它写到记录材料上，然后读回它，来获得真实的回读信号。在这个过程期间，使用用于测试的目的的机头和介质对。然后将这个回读信号插入到软件信道中以测试本发明方法。
在回读信号中，重复取样比率是9，并且垂直记录的标准化的密度Nd是1.5。我们获得最前10个扇区的结果。在图7中所示的表1和2中，示出在维特比(Viterbi)算法之后错误的数量。在表中所示的情况相应于下列各项·no tr(无变换)相应于不使用在此所述的预处理技术和变换。
·Hilbert(希尔伯特)相应于使用在本领域中已知的和如在文献中所说明的类型的希尔伯特变换的有限脉冲响应(FIR)表示法。我们选择希尔伯特FIR作为将垂直信号变换成纵向样的信号的想法的代表。
·H-1024相应于在图5中所建议的算法的混合实现中只使用具有参数m＝1/1024的高通滤波器H(s)。换言之，我们使用高通滤波器代替希尔伯特变换的FIR表示法。
·H-64相应于使用相同的高通滤波器H(s)，这次参数m＝1/64。
·H-16相应于使用相同的H(s)，参数m＝1/16。
·Our algo(我们的算法)相应于我们的算法的混合实现，参数m＝1/1024且k＝1/64。
表1例示每个扇区的错误数量，错误的总数和不同情况的BER。表1示出我们使用长度2的可编程目标(即GPR2)作为目标响应。我们使用第一个扇区计算最优目标响应和均衡器系数。然后我们不改变它们并且使用那些最优目标和均衡器系数处理下面9个扇区。
如从此表中可以看到的，希尔伯特变换的性能与无变换情况相比是非常糟糕的。换句话说，通过使用希尔伯特变换方法，与不使用此变换相比，失去了相当多的性能。现在让我们看当我们使用高通滤波器H(s)时的情况。示为H-1024的滤波器具有最低高通截止频率，示为H-16的滤波器具有最高截止频率。随着我们增加截止频率，我们滤出更多的低频部分，并且我们失去更多的有关数据的信息。那就是为什么如果我们增加截止频率则我们有更多的错误。当截止频率非常小时，性能非常接近于没有变换，以及当我们增加截止频率时，性能接近于希尔伯特变换。因而，H(s)的性能使性能内插在无变换与希尔伯特之间。当观看本发明的算法的性能时，可以看到它甚至比相应于没有变换的性能还要好。原因在于，我们在那个方法的结构中具有H(s)，但我们还具有一个补偿部分以校正H(s)的高通极影响。这个额外的补偿电路改进了性能。
对于第二个实验，我们固定目标响应为[1，1]，并且只比较无变换情况和本发明的算法。在表2中示出了结果，其中示了每个扇区的错误数量，错误总数，以及不同的情况的BER。基于所接收的符号(symbol)选定均衡器系数。更具体地说，在表2中，“适应关(Adapts Off)”指均衡器系数是使用第一个扇区计算的并且然后被固定，相同的均衡器用于下面9个扇区。不过，在“适应开(Adapts On)”情况下，我们单独为每个扇区计算均衡器系数。换句话说，在“适应开”情况下，我们单独为每个扇区找出均衡器系数，而不是使用为第一个扇区所获得的系数。从此表可以看到，“适应开”情况执行得比用于无变换情况和本发明方法两者的“适应关”情况都好。还断定本发明的方法比“适应关”和“适应开”两者情况下的无变换情况执行得都更好。
从表1和2的比较可见，无变换情况对于可编程的(即GRP2)目标比对固定目标时执行得更好。这是可预料的结果。不过，该情况正好与本发明的算法相反。换句话说，使用所揭示的算法，如果我们固定目标则我们实现更好的性能。其原因是，在GPR2情况下，是假设在均衡器与检测器之间将没有项要增加来设计目标的。然而，在本发明的方法中，在均衡器之后加上了用于主导高通极的补偿电路(见图5)。在固定目标情况下，均衡器尝试均衡信道至固定目标，然后本发明的算法的补偿部分去除系统中主导高通极的影响。因而，在固定目标的情况下，一切都是一致的。
潜在的错误传播在所建议的图3、5和6结构中存在反馈。这个反馈路径产生潜在的错误传播问题，这里我们将解决这个问题。为了讨论的目的，所建议的结构被简化了，并且在简化的结构中提供错误传播的分析。
参考在图8中所示的电路500，假设在系统中没有高通极和低频噪声源。那么，可以将信道均衡器和目标响应设计成能使在加法器510的输出处提供的错误“e”505最小化。在图8中，“h”515相应于真实的信道，“f”520代表用于信道均衡器的FIR滤波器，“T”525代表目标响应。在输入位作为输入的情况下，真实的信道h 515供给A/D 530，将其输出提供给FIR滤波器f 520。将FIR滤波器f 520的输出提供给检测器535并且作为加法器510的输入。
在系统中有前置放大器高通极并且还有低频噪声源存在的情况下，我们在图9中示出混合结构电路550。在这个混合结构中，在真实的信道h 515与A/D 530之间插入滤波器H(示于555)。而且，在检测器的输出535与加法器565之间的反馈回路322中，包括低通滤波器L(示于560)和目标响应525。从图9，可以将滤波器H 555移动到A/D 530之后的数字域，并且因为均衡器是线性滤波器，还可以将它移动到f 520之后。这样我们可以获得在图10中所示的电路结构575。按照相似的理由，我们也可以将在图3和6中的模拟和数字结构简化为图10中的结构。设计目标响应T和均衡器f，使得在图8中的错误e 505是最小的。因而，在理想的情况下，信道响应h 515、A/D 530和均衡器f 520的组合可以由T代替。当我们把它用到图10中时，我们获得了在图11中所示的结构600，并且将在整个本发明中使用这个简化了的结构。
集中在图11中的简化的结构上，我们可以写z=x+y=H*u+L*u^=H*u+L*(u+eu)=(H+L)*u+L*eu]]>方程3其中eu=u^+u.]]>设计滤波器H 555和L 560，使得它们的加和非常接近于一(或者可设计成精确地等于一(unity))。这样，我们可以重写z的表达式为z≈u+L*eu方程4我们知道eu=u^+u=T*(a^-a).]]>如果我们定义ea=a^-a,]]>那么eu可以表示为eu＝T*ea。在方程4中，用u代替T*a，并用eu代替T*eu，我们得到z＝T*a+L*T*ea＝T*(a+L*ea)方程5如果我们仔细看方程5，我们看到(1)当在系统中没有错误(即ea＝0)，那么我们得到z＝T*a，这是我们想要的；以及(2)在存在错误时，错误对检测器535的输入的贡献是T*L*eu。
因而，在存在错误时，项L*ea将迫使检测器输入偏离其理想值引起更多的错误。换句话说，项L*ea是错误传播的根源。让我们看项L*ea。它是滤波器L 560和错误序列ea的卷积。我们知道滤波器L 560是具有非常小的截止频率的低通滤波器。换句话说，它只滤波错误序列ea的非常低的频率含量。如果我们看信号ea=a^-a,]]>我们看到它只从集合(-2，0，2)中取值，零表示无错误，-2(+2)表示实际发送的位具有值1(-1)，且判定它为1(-1)。因为L 560是具有非常小的截止频率的低通滤波器，错误序列L*ea应该具有相当大数量的低频含量，以便在方程5中具有与a可比的项L*ea。这表示它必须具有连续的2或-2。连续的2或-2表示发送的数据也应该具有连续的-1和1。不过，因为在系统中有RLL(运行长度有限(Run Length Limited))码，在数据中连续的1或-1的数量是有限的。这表示RLL码帮助减少错误序列ea的低频含量。
检测和消去误差传播即使RLL码帮助减少系统中潜在的误差传播，但它并没有完全消除它。误差传播仍可发生，即使输入数据位流是RLL编码的。为了更有启发性，用一个例子来说明。考虑在图12的表3中所示的情况。尽管输入位流是RLL编码的，但在表3中的错误序列具有低频含量，滤波器L将滤波那个含量，并且将引起误差传播。图17-1是方框图，例示本发明的错误检测(步骤705)和消去(步骤710)方法的一般步骤。用于这些步骤的每一个的更具体的实施例在下面描述。
误差传播的检测如上面所看到的，RLL码帮助减少误差传播的可能性，以及减缓使误差传播发生的过程，但它们没有完全停止误差传播。因而，我们首先检测误差传播的可能性。由于我们没有输入位流，但代之以只有检测器的判定，所以只使用那些判定。不过，在系统中的RLL码是已知的。因而，包括连续的+1或-1超过RLL码的限制的任何判定应该是存在问题的指示。因而在图17-2中所示的检测算法705可以包括下列步骤(1)产生两个信号，例如将它们命名为“计数(count)”和“符号(sign)”。(步骤725)(2)重置“计数”为0，以及“符号”为0。(步骤730)(3)获得来自检测器的可用判定。“计数”增加1，并将判定的符号赋给“符号”。(步骤735)(4)取得来自检测器的下一个可用判定。如果检测器输出的符号等于在“符号”处的符号则“计数”增加1。如果检测器输出的符号不等于“符号”处的符号，那么将“符号”设置成这个检测器输出的符号并将1赋给“计数器(counter)”。(步骤740)(5)重复前项，以及检查“计数器”的值。当“计数器”超过RLL码可以允许的连续+1或-1的最大值时，可以确定在系统中检测到也可引起误差传播的潜在的问题。(步骤745)误差传播的消去在检测到误差传播之后，采取的下一个步骤应该是尝试消去系统中的误差传播。如前面部分中说明的，错误序列的低频含量引起误差传播。RLL编码的输入位流帮助减少这个低频含量，但还必须按照系统中的RLL码来限制检测到的位流。因而，帮助消去误差传播的最简单的算法710可以包括如在图17-3中所示的下列步骤(1)获得来自检测器的下一个可用判定。(步骤750)(2)如果它的符号等于“符号”且当“计数器”等于k(其中k是RLL码可以允许的连续+1或-1的最大值)(步骤755)(a)改变最后的判定的符号(步骤760)。
(b)改变信号值“符号”(步骤765)。
(c)将1赋给“计数器”(步骤770)。
上述算法减少检测器判定的低频含量，并且增加高频。不过，最后的判定可能是正确的判定，并且低频含量可能是由于前面错误的判定之一。用上述算法，有可能仍在反馈回路中保持错误判定，并将其它错误判定引入回路。因而，用软判定操作来代替硬判定操作判定可能更为有利，力图通过查看那些软判定的置信度级别来判定哪一个判定更有可能是错误的，并相应地对方法进行设置。作为在图17-3中例示的步骤710的第一替换，我们揭示用对数似然比操作的下列算法(示于图13)(1)产生来自检测器的早期的对数似然比的阵列。阵列的大小是k+1，其中k是RLL码允许的连续+1或-1的最大值。
(2)在每个时钟周期，将阵列的条目左移一个，并且将最新获得的对数似然比值从右边输入阵列。阵列的最左边元素的符号将被发送到滤波器作为检测器的判定。
(3)如果阵列的所有元素具有正符号或者全部具有负符号(表示k+1个连续+1或-1)，改变具有最小量值的对数似然比的符号(即，我们对其具有最小置信度的对数似然比)。
在以图13中的方框图形式示出的电路600中，将输入数据流a(n)605供给目标响应滤波器525，将其输出提供给高通滤波器555。将高通滤波器555的输出提供给加法器608，连同由反馈路径322从早期检测电路605提供的反馈信号。在反馈路径内，包括误差传播消去电路系统606。对于误差传播消去电路系统606，将早期检测器的输出提供给寄存器610，它存储k+1个对数似然比的阵列。对数似然比是早期检测器的输出，它提供特定位是+1或-1的似然性的指示。对数似然比的正值越高，则特定位是+1的可能性越大。特定位的对数似然比的值越负，这个位是-1的可能性越大。接近零的对数似然比更可能表示可能有错误。
符号确定电路系统620识别对数似然比的符号。如果所有对数似然比具有相同的符号，那就清楚地指示在系统中的某些东西操作不正确，因为RLL码不允许具有相同符号的位的串比预定长度更长。如果所有对数似然比具有相同的符号，在块或电路615，具有最小量值的对数似然比被识别出来并且被变号(inverted)，然后存储在寄存器610的适当部分中。那么这也防止在系统中的误差传播。使用如在块620中可确定的对数似然比的符号，对位流中位的值(+1或-1)做出硬判定。因而，符号块620的输出是被提供给目标响应滤波器525的位流。按照前面的讨论，将目标响应滤波器525的输出提供给低通滤波器560。将低通滤波器560的输出提供给加法器608。
在图13的电路600所示的结构将另外k+1个延迟元素插入到反馈回路中，它们增加k+1个回路的等待时间。因此，降低了用于低频噪声源的所建议的算法的效率。我们可以以增加实现成本为代价，去除在回路中的那k+1个延迟元素，添加k+2个处理分支到反馈回路，如在图14的替换的算法或电路650中所示的，它是作为在图17-3中所示的步骤710的第二替换揭示的。每个分支包括符号电路或块660、目标响应滤波器670以及低通滤波器680。在图14中的处理器P 655配置为实现下列步骤(1)产生来自检测器605的早期对数似然比的阵列。阵列的大小是k+1，其中k是RLL码允许的连续+1或-1的最大值。
(2)最初选择在图14中顶部分支656作为主分支。
(3)取对数似然比，并且总是将它的符号发送给主分支的符号块或电路660作为判定。
(4)对于剩余的k+1个分支，将最新的对数似然比的符号的负量(negative)提供给唯一个分支，并且将它的正发送给剩余的分支。
(5)循环地改变分支，向其发送对数似然比的符号的负量，使得在阵列中连续k+1个连续分支中只有一个分支包含特定对数似然比的负量。
(6)如果在主分支的阵列中所有对数似然比的符号是相同的，则找出一个分支，其中已经改变具有最小量值的对数似然比的符号，再将其发送至分支的相应滤波器T 670。选择那个分支作为新的主分支。
(7)重新排序分支，使得新的主分支在顶部，旧的主分支正好在其之下，然后是对数似然比的负量在最左端的分支；(8)继续循环地将对数似然比符号的负量赋给分支，从旧的主分支(新的第一分支)开始。
(9)多路转换控制器(处理器P 655和控制信号657)始终选择主分支用于连接至加法器608。
为了更好地说明这个过程，考虑一个例子。假设k＝7，那么我们有大小为8的阵列，并且我们将有9个分支。我们最初选择顶部分支作为我们的主分支。设在时刻n-2、n-1和n的情况是如在图15和16中表4、5和6中所示的。假设在时间n，在主分支的l1至l8符号是全部相同的，其中l5具有最小量值。那么我们选择旧的“分支7”做我们的新主分支，我们的旧主分支是我们的第一主分支，跟随在后的是分支3、4、5、6，接着最后是分支8、1和2。在时间n的新情况成为在表7中所示的。我们现在保证，对于下四个4时钟周期(即最多至n+5)，将在新主分支存在至少一个lx具有不同于其它的符号。我们继续将最新的l8的负符号循环地赋给不同分支(从新的第一分支开始)，并且在那些分支使用那些判定的序列实现滤波器T 670和L 680。
这样，讨论了消去误差传播的三个方法。第一个实现起来最简单，但未对恰当错误判定(correct wrong decision)的可能性加以处理，以减少错误序列的低频含量。第二个方法(图13)改进了第一个方法，并且处理了回路中可能的恰当错误判定。不过，此方法将额外的延迟引入反馈回路，增加回路的等待时间，这可能导致低频噪声补偿算法的性能的降低。第三个方法(图14)处理第二个方法的额外延迟，并提出了另外的算法，它实际上遵从了第二个方法的、在回路中没有延迟的相同想法。因为它没有额外的延迟，它产生用于低频噪声补偿算法的较佳性能。不过，它与第二个方法相比，增加了实现成本。
总结所揭示的是包括预处理垂直回读信号的低频分量的算法。为此目的(1)我们首先在系统中引入主导的已知的高通极。这滤出系统中大部分主导的低频噪声分量，并且使系统只留下来自人工引入的主导高通极的BLW影响。
(3)在系统中BLW主要有两个源，其中之一是输入位流中连续的+1或-1的数量，另一个是主导高通极。我们可以从自检测器取得有关输入位流的信息。因而，因为我们知道系统中的主导高通极和连续的+1和-1的数量，我们也知道BLW的数量。
(3)算法的最后的步骤是去除系统中已知的BLW影响。
(4)然后我们揭示了实现算法的不同结构(模拟的、混合的和数字的)。
(5)我们将算法的混合结构集成到软件信道，并且用真实的数据测试它。发现算法改进了整个系统的性能。
(6)最后，讨论了所建议的模拟的、混合的和数字的结构的潜在的误差传播问题。揭示了检测和消去这个问题的方法。
要理解，尽管已经在前面的描述中阐述了本发明的各种实施例的众多的特征和优点，连同本发明的各种实施例的结构和功能的细节，但此揭示只是说明性的，并且可在细节上尤其与在本发明的原理内部件的结构和布置有关地作出修改，到由表示所附的权利要求书的权项的宽泛的一般的意义所表示的程度。例如，在不脱离本发明的范围和精神的情况下，特定的元素可依赖于用于编码方法和装置同时实质上保持相同功能的特定应用而变化。另外，尽管在此所述的实施例其目标是用于预处理在盘驱动器数据存储系统中的垂直记录回读信号的方法和装置，但那些本领域的熟练技术人员将意识到，在不脱离本发明的范围和精神的情况下，可以将本发明的技术应用于其它系统，如磁带数据存储系统。
权利要求
1.一种在数据存储系统中处理垂直回读信号的低频分量以减少低频噪声的方法(210)，其特征在于，所述方法包括引入(215)对垂直回读信号的主导已知干扰，它屏蔽其它低频噪声源的影响，并给回读信号留下一个主导低频噪声分量；以及从回读信号除去(220)所述主导已知干扰，以恢复回读信号的低频部分，以便确定从存储介质读出位的值。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述引入(215)对回读信号的主导已知干扰的步骤还包括使用高通滤波器(350，555)滤波回读信号以引入主导高通极。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述从回读信号中除去(220)主导已知干扰以恢复回读信号的低频部分的步骤还包括使用信道的估计器(360，525，670)和低通滤波器(370，560，680)滤波检测器(330，415，535，605)的判定。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述使用信道的估计器和低通滤波器滤波检测器的判定的步骤还包括根据检测器的判定来估计垂直信道脉冲响应，以及低通滤波垂直信道脉冲响应的估计。
5.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述使用高通滤波器滤波回读信号以引入主导高通极的步骤还包括使用具有下列形式的变换函数H(z)=1-m1-(1-m)z-1]]>其中H(z)是滤波器的z-域表示。
6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述使用信道的估计器和低通滤波器滤波检测器的判定的步骤还包括使用信道的估计器和具有下列形式的变换函数滤波检测器的判定L(z)=1-k1-(1-k)z-1]]>其中k取决于m。
7.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述使用信道的估计器和低通滤波器滤波检测器的判定的步骤还包括估计来自检测器的判定的垂直信道脉冲响应，以及在数字域中低通滤波垂直信道输入响应的估计。
8.如权利要求3所述的方法，其特征在于，还包括检测(705)回读信号中的错误传播；以及消去(710)在回读信号中检测到的错误传播。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述检测(705)在回读信号中的错误传播的步骤还包括创建(725)第一信号(“计数”)和第二信号(“符号”)；设置(730)第一和第二信号为零；从自检测器获取(735)可用判定，将第一信号(“计数”)加一，并将判定的符号赋给第二信号(“符号”)。从自检测器获取(740)下一个可用判定，且如果判定的符号等于第二信号(“符号”)则将第一信号(“计数”)加1，而如果判定的符号不等于第二信号(“符号”)，则将第二信号(“符号”)设置为来自检测器的判定的符号并将第一信号(“计数”)设置为1；以及重复(745)获取(740)下一个可用判定的步骤，且如果第一信号(“计数”)超过最大容许的运行长度有限码值，则确定错误传播问题存在。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述消去(710)在回读信号中的错误传播的步骤还包括从自检测器获取(750)下一个可用判定；如果获取的判定的符号等于第二信号(“符号”)，且当第一信号(“计数”)等于最大容许运行长度有限码值，则还包括改变(760)来自检测器的最后的判定的符号；改变(765)第二信号(“符号”)的值；以及将值1赋给(770)第一信号(“计数”)。
11.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述消去(710)在回读信号中检测到的错误传播的步骤还包括创建来自检测器的k+1个早期的对数对数似然比的阵列(610)，其中k是运行长度有限码允许的、连续+1或-1，或者+1或0的最大数量；左移一次阵列的条目，从右向阵列输入最新获得的对数似然比值，还发送阵列最左元素的符号至信道的估计器以及低通滤波器；以及如果阵列的所有元素都有正符号，或者如果阵列的所有元素都有负符号，改变具有最小量值的对数似然比的符号。
12.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述消去(710)在回读信号中检测到的错误传播的步骤还包括创建来自检测器的k+1个最先的对数似然比的阵列，其中k是运行长度有限码允许的、连续+1或-1，或者+1或0的最大数量；首先选择k+2个反馈回路的处理分支的顶部分支作为主分支，其中每个处理分支包括符号确定电路、目标响应滤波器和低通滤波器；将主分支的对数似然比的符号送至其相应的符号确定电路，对于剩余的k+1个分支之一，将最新的对数似然比的符号的负量发送至其相应的符号确定电路，对于剩余的k+1个分支的其它分支，将最新的对数似然比的符号发送至其各自的符号确定电路；循环地改变剩余的k+1个分支中哪一个被发送最新对数似然比的符号的负量，以使在阵列中k+1个连续的分支中，只有一个剩余的k+1的分支包含特定对数似然比的负量；如果在主分支的阵列中对数似然比的所有符号相同，那么在剩余的k+1个分支中找出这样的一个分支，其中已经改变具有最小量值的对数似然比的符号，再将其发送至其相应的目标响应滤波器，选择那个分支作为新的主分支；重新排序k+2分支，使新的主分支在顶部，旧的主分支正好在其之下，跟随其后的是在最左端具有最新对数似然比的负量的分支；继续循环地将最新对数似然比的负量赋给分支；以及选择主分支用于提供反馈信号。
13.一种垂直记录数据存储系统(100)，其特征在于，它包括信道(305)，提供具有低频噪声的垂直回读信号；连接到信道的高通滤波器(350，555)，使用高通极引入对回读信号的主导已知干扰；检测器(330，415，535，605)，接收有主导已知干扰的回读信号，并基于回读信号提供判定；连接到检测器的输出的反馈回路(322)，其中，反馈回路从回读信号中除去主导已知干扰，以便恢复回读信号的低频部分，以便确定从存储介质读出位的值。
14.如权利要求13所述的垂直记录数据存储系统，其特征在于，反馈回路(322)包括估计器(360，525，670)，所述估计器根据检测器的判定来估计垂直信道脉冲响应，以及低通滤波器(370，560，680)，所述低通滤波器滤波垂直信道脉冲响应的估计。
15.如权利要求14所述的垂直记录数据存储系统，其特征在于，所述反馈回路还包括错误传播消去电路系统(606)。
16.如权利要求15所述的垂直记录数据存储系统，其特征在于，在数字域中实现反馈回路。
17.一种垂直记录数据存储系统，其特征在于，它包括用于提供具有低频噪声的垂直回读信号的电路系统；以及主导已知干扰装置，用于向回读信号引入屏蔽低频噪声的影响的主导已知干扰，，以及用于从回读信号中除去主导已知干扰，以恢复回读信号的低频部分。
18.如权利要求17的垂直记录系统，其特征在于，所述主导已知干扰装置包括高通滤波器，所述高通滤波器引入对回读信号的主导已知干扰。
19.如权利要求18所述的垂直记录系统，其特征在于，所述主导已知干扰装置还包括低通滤波器，所述低通滤波器用于从回读信号中除去主导已知干扰。
20.如权利要求19所述的垂直记录系统，其特征在于，所述主导已知干扰装置还包括消去在回读信号中错误传播的电路系统。
全文摘要
一种为了减少低频噪声而预处理数据存储系统中垂直回读信号的低频分量的方法(210)，所述方法包括引入(215)对垂直回读信号的主导已知干扰，它屏蔽其它低频噪声源的影响并留给回读信号一个主导的低频噪声分量。该方法还包括从回读信号中除去(220)主导已知干扰来恢复回读信号的低频部分，以便确定从存储介质读出的位的值。还揭示了一种用于实现所述方法(210)的垂直记录数据存储系统(100)。
文档编号G11B20/10GK1602526SQ02824478
公开日2005年3月30日 申请日期2002年4月4日 优先权日2001年12月7日
发明者M·F·厄登, E·M·科塔斯 申请人:西加特技术有限责任公司