专利名称：具有改进的抗机械冲击性能的盘驱动器的制作方法
技术领域：
本发明通常涉及一种用于在光存储盘中写信息/从光存储盘读信息的光盘驱动器设备。
背景技术：
如众所周知的，光存储盘包括至少一个以连续螺旋形式的或以多个同心圆形式的存储空间的轨道，信息以数据模式的形式存储在这些轨道中。光盘可以是只读型的，其中信息是在制造期间记录的，所述信息只能由用户读取。光存储盘也可以是可写入型的，其中信息可由用户存储。为了将信息写入光存储盘的存储空间中，或者为了从该盘读取信息，一方面，光盘驱动器包括用于接收和旋转光盘的旋转装置，而另一方面，该光盘驱动器包括用于产生光束(典型地为激光束)并用于利用所述激光束扫描存储轨道的光学装置。因为通常光盘技术(在光盘中存储信息的方式和从光盘读取光学数据的方式)是众所周知的，所以此处不需要详细地描述该技术。
为了旋转光盘，光盘驱动器典型地包括马达，该马达驱动与光盘的中心部分啮合的轮毂。通常，马达被实现为主轴马达，并且可将马达驱动的轮毂直接布置在马达的主轴上。
为了以光学方式扫描旋转盘，光盘驱动器包括光束产生器装置(典型地为激光二极管)、用于将光束在盘上聚焦成焦点的物镜、和用于接收从盘中反射的反射光和用于产生电检测器输出信号的光学检测器。光学检测器包括多个检测器段，每个段提供单独的段输出信号。
在操作期间，光束应保持聚焦在盘上。为此，物镜被轴向可偏移地布置，并且光盘驱动器包括用于控制物镜的轴向位置的聚焦致动器装置。此外，焦点应保持与轨道对齐或者应该能够相对于新的轨道进行定位。为此，至少物镜被径向可偏移地安装，并且光盘驱动器包括用于控制物镜的径向位置的径向致动器装置。
在许多盘驱动器中，物镜被可倾斜地布置，并且这样的光盘驱动器包括用于控制物镜的倾斜角的倾斜致动器装置。
为了控制这些致动器，光盘驱动器包括控制器，该控制器从光学检测器中接收输出信号。从该信号(此后也称作读取信号)，控制器导出一个或多个误差信号(诸如聚焦误差信号、径向误差信号)，并且在这些误差信号的基础上，控制器产生用于如此控制所述致动器以便减小或消除位置误差的致动器控制信号。
在产生致动器控制信号的过程中，控制器显示出一定的控制特性。这样的控制特性是控制器的特征，该控制器的特征可被描述为控制器对检测位置误差的反应的方式。
实际上，位置误差可由不同类型的干扰引起。两种最重要的干扰类别是1)盘缺陷2)外部冲击和(周期)振动第一种类型包括类似黑点的内部盘缺陷、类似指纹的污染、类似刮擦的损坏等等。第二种类型包括由撞击盘驱动器的物体引起的冲击，但冲击和振动主要预料在便携式盘驱动器和汽车应用中。除了来源的差别之外，一方面盘缺陷与另一方面冲击和振动之间的重要差别为信号干扰的频率范围由盘缺陷引起的信号干扰典型地为高频，而冲击和振动典型地为低频。
该方面的问题是除了正常的操作条件之外，适当地处理冲击需要不同的控制特性。
传统地，盘驱动器的控制器具有固定的控制特性，其或者特别适用于适当地处理第一类干扰(在该情况下误差控制在第二类干扰的情况下不是最佳的)或者特别适用于适当地处理第二类干扰(在该情况下误差控制在第一类干扰的情况下不是最佳的)，或者控制特性是折衷(在该情况下误差控制在第一类干扰的情况下以及在第二类干扰的情况下都不是最佳的)。只要控制器应用线性控制技术，在对噪音的低频干扰抵制和高频灵敏度之间就总存在折衷。例如，在目前的商品中获得充足的冲击抗扰性的通常方式是使用在较低频率侧具有较高伺服增益的较低阻尼悬架(suspension)。然而，悬架设计不仅取决于驱动可操作的冲击灵敏度，而且还取决于在操作、处理和运输期间的所有环境下的悬架性能和动态范围，以及取决于材料成本、机械设计公差等。从系统的观点来看，降低悬架阻尼率以增加冲击抗扰度等级是非常有限的。更进一步，通过增加伺服增益对外部冲击的稳健性也受到系统稳定要求的限制。较低的增益也是优选的以在播放期间满足测量噪声抵制的设计标准或变得对某些盘缺陷更不灵敏。
在现有技术中，已经提出了切换控制技术。例如，参见美国专利4722079。当出现冲击时，使用具有较高滞后滤波器的较高伺服环增益。当位置误差小于某一阈值时，伺服环增益和滞后滤波器被切换回至正常的播放值。
抑制冲击效应的切换控制技术的有效应用需要精确检测冲击。
为了能够操作具有可变增益的控制器，需要精确检测冲击。利用冲击传感器是一种用于精确的冲击检测的直接方法，但这将增加生产成本。此外，稳定性的系统需求将限制冲击性能改进。所述美国专利4722079描述一种系统，其中光读取信号被处理以确定干扰类别，但该系统需要3束光学系统。
美国专利5867461也描述了一种对光读取信号进行处理以确定干扰类别的系统。在该已知的系统中，确定高频信号内容的包络。这种方法的一个缺点是该方法依赖于写到盘上的数据；在空盘的情况下是不适用的。另一个缺点是这种方法需要复杂的电路、尤其是用于检测上峰值和下峰值的电路，用于滤波以便检测上包络线和下包络线的电路，用于分析这些包络线和用于在存储器中存储信号。
典型地，致动器控制器包括PID控制器。增加PID控制器的增益仅具有有限的结果。
本发明的通常目标是提高稳健性，即改进盘驱动器设备的抗冲击性，而没有增加设备的成本或仅有限地增加了设备成本。
具体地，本发明的目标是提供一种具有改进的冲击控制性能的盘驱动器设备，其不需大的成本而可相对容易地实现。
本发明的进一步的目标是提供一种对冲击具有改进的响应特性的盘驱动器设备。
发明概述根据本发明的重要方面，致动器控制器包括滑动模式控制器。有利地，本发明以软件来实现。
根据本发明的特定方面，在状态估计器的输出信号的基础上检测冲击。重要的优点是这样的事实状态估计器能够提早检测到冲击，使得响应时间能够得以减少。
附图的简略说明本发明的这些和其它方面、特征和优点将通过下面参照附图的说明作进一步的解释，其中相同的参考标记表示相同或相似的部分，并且其中
图1A示意性地表示光盘驱动器设备的有关部件；图1B表示光学检测器；图2为示意性地表示控制电路的方框图；图3为示意性地表示状态估计器的优选实施例的方框图；图4为示意性地表示干扰估计器的实施例的方框图；图5为示意性地表示SMC控制器的实施例的方框图；图6为示意性地表示冲击检测器的实施例的方框图；图7为示出实验模拟中径向致动器的波特图的曲线图；图8为示出在冲击的情况下径向误差信号偏离轨道值的模拟结果的曲线图；图9为示出用于阐释SMC控制器的效果的径向误差信号的曲线图。
发明详述在下面，将特别针对光盘、尤其是DVD的径向控制来解释本发明，但其不会趋于限制本发明的范围，因为本发明可类似地用于聚焦控制和倾斜控制。
图1A示意性地表示适于在光盘2、典型地为DVD或CD上存储信息或从光盘2、典型地为DVD或CD读取信息的光盘驱动器设备1。为了旋转盘2，盘驱动器设备1包括固定至框架(为了简化的目的而没有示出)的马达4，该马达4定义旋转轴5。
盘驱动器设备1进一步包括用于通过光束扫描盘2的轨道(未示出)的光学系统30。更准确地说，在图1A中所示的示例性布置中，光学系统30包括光束产生装置31(典型地为诸如激光二极管的激光器)，其被布置用于产生光束32。在下面，遵循光路39的光束32的不同部分将由添加到参考标记32的字符a、b、c等指明。
光束32通过分束器33、准直透镜37和物镜34以到达(光束32b)盘2。物镜34被设计来将光束32b在盘的记录层(为了简化的目的而没有示出)上聚焦为焦点F。光束32b从盘2反射(反射的光束32c)并通过物镜34、准直透镜37和分束器33以到达(光束32d)光学检测器35。在所示的情况中，诸如棱镜的光学元件38被插入在分束器33和光学检测器35之间。
盘驱动器设备1进一步包括致动器系统50，该致动器系统50包括径向致动器51，用于相对于盘2径向偏移物镜34。由于径向致动器本身是已知的，同时本发明并不涉及这样的径向致动器的设计和运行，所以此处不需要详细讨论径向致动器的设计和运行。
为了精确地在盘2的期望位置上获得和保持正确的聚焦，所述物镜34被轴向可偏移地安装，同时致动器系统50还进一步包括布置用于相对于盘2轴向偏移物镜34的聚焦致动器52。由于聚焦致动器本身是已知的，同时进而这样的聚焦致动器的设计和操作不是本发明的主题，所以此处不需要详细讨论这样的聚焦致动器的设计和操作。注意主要沿径向执行查找动作的径向定位系统通常被设计为两级或滑架致动器伺服系统，其包括用于沿径向大幅度偏移激光点(粗定位)的滑架。可替换地，可使用摆臂。光拾取单元可移动地安装在定位装置上，使得其能够由聚焦和径向致动器(骑在滑架上)控制以进行精确定位。关于此方面，可参见1998年Kluwer Academic Publishers出版的由Sorin G.S tan著的“The CD-ROM Drive-A Brief SystemDescription”。径向和聚焦环路之间的动态交互作用相对较低。在实际的应用中通常独立设计和研究径向和聚焦环路。对于精确偏移，聚焦和径向致动器通常由两个独立的PID控制器控制，从而产生两个独立的SISO(单输入和单输出)系统。
为了获得和保持物镜34的正确倾斜位置，物镜34被可在枢轴上转动地安装；在这种情况下，如图所示，致动器系统50还包括布置用于相对于盘2在枢轴上转动物镜34的倾斜致动器53。由于倾斜致动器本身是已知的，同时这样的倾斜致动器的设计和操作不是本发明的主题，所以此处不需要详细讨论这样的倾斜致动器的设计和操作。
进一步注意，用于相对于设备框架支撑物镜的装置、和用于轴向和径向偏移物镜的装置、以及用于在枢轴上转动物镜的装置本身通常是已知的。因为这样的支撑和偏移装置的设计和操作不是本发明的主题，所以此处不需要详细讨论它们的设计和操作。
进一步注意，径向致动器51、聚焦致动器52和倾斜致动器53可被实现为一个集成的致动器。
盘驱动器设备1进一步包括控制电路90，其具有与马达4的控制输入连接的第一输出92，具有与径向致动器51的控制输入相耦合的第二输出93，具有与聚焦致动器52的控制输入相耦合的第三输出94，和具有与倾斜致动器53的控制输入相耦合的第四输出95。控制电路90被设计来在其第一输出92产生用于控制马达4的控制信号SCM，在其第二控制输出93产生用于控制径向致动器51的控制信号SCR，在其第三输出94产生用于控制聚焦致动器52的控制信号SCF，和在其第四输出95产生用于控制倾斜致动器53的控制信号SCT。
控制电路90进一步具有用于从光学检测器35接收读取信号SR的读取信号输入91。
图1B表示光学检测器35可以包括多个检测器段。在图1B中所示的情况下，光学检测器35包括六个检测器段35a、35b、35c、35d、35e、35f，它们能分别提供单独的检测器信号A、B、C、D、S1、S2，这些信号分别表示入射到六个检测器段中的每一个上的光量。也被表示为中央孔径检测器段的四个检测器段35a、35b、35c、35d以四象限结构进行布置。将第一和第四段35a和35d从第二和第三段35b和35c分隔开的中心线36具有对应于轨道方向的方向。也被表示为卫星检测器段并且其本身可被再分成子段的两个检测器段35e、35f在中心检测器象限附近被对称布置在所述中心线36的两侧。因为这样的六段检测器本身是公知的，所以此处不需要给出其设计和运行的更详细的说明。
注意对光学检测器35进行不同的设计也是可能的。例如，如本身已知的，将卫星段省略。
图1B还表示控制电路90的读取信号输入91实际包括多个用于接收所有单独的检测器信号的输入。因此，在所示的六象限检测器的情况下，控制电路90的读取信号输入91实际包括六个输入91a、91b、91c、91d、91e、91f，分别用于接收所述单独的检测器信号A、B、C、D、S1、S2。本领域技术人员应该清楚，控制电路90被设计来处理所述单独的检测器信号A、B、C、D、S1、S2，以便导出数据信号和一个或多个误差信号。此后简单地指定为RE的径向误差信号表示轨道和焦点F之间的径向距离。此后简单地指定为FE的聚焦误差信号表示存储层和焦点F之间的轴向距离。注意，根据光学检测器的设计，对于误差信号计算可使用不同的公式。一般来说，这样的误差信号的每个都是检测器35上的中心光斑的某种不对称的量度，因此这种误差信号对于光扫描点相对于盘的偏移是敏感的。
在下面的说明中，在当前时刻的信号值将被表示为信号(k)；在下一时刻的信号值将被表示为信号(k+1)；在前一个时刻的信号值将被表示为信号(k-1)。此外，信号x的实际值将由没有附加物的字母x表示，这个信号x的预测值将由 表示；该信号x的估计值将由x表示。
图2为示意性地更详细示出控制电路90的方框图。控制电路90包括从OPU30接收光学读取信号SR并输出单独的二极管信号D1～D5的信号预处理块111。注意二极管信号的数量取决于检测器35的段的数量。
控制电路90进一步包括A/D信号处理块112，其从信号预处理块111接收输出信号D1～D5，并输出径向误差信号RES(也表示为e(k))。
控制电路90进一步包括误差信号处理块120，其具有从A/D信号处理块112接收径向误差信号e(k)的第一输入121。误差信号处理块120被设计以从径向误差信号e(k)中计算导出的信号，并具有用于输出第一导出信号σ1的第一输出123、用于输出第二导出信号σ2的第二输出124和用于输出第三导出信号σ3的第三输出125。
控制电路90进一步包括冲击检测器块130，其具有从误差信号处理块120接收第一导出信号σ1的输入131，并具有用于输出冲击指示信号SIS的输出132。冲击检测器块130被设计来关于预定的条件分析来自误差信号处理块120的第一导出信号σ1，并产生冲击指示信号SIS，该信号指示如果这样的预定条件得到满足冲击就出现。
控制电路90进一步包括致动器控制信号发生器块190，其具有从误差信号处理块120中接收第二导出信号σ2的第一输入192，并具有从冲击检测器块130中接收冲击指示信号SIS的第二输入193。
控制电路90进一步包括干扰估计器块140，其具有从误差信号处理块120中接收第三导出信号σ3的第一输入141。干扰估计器块140具有用于提供所估计的干扰信号d(k)的输出143。致动器控制信号发生器块190具有接收这个所估计的干扰信号d(k)的第三输入194。
致动器控制信号发生器块190被设计来在其如所提及的输入信号的基础上计算数字径向致动器信号RAD(也表示为u(k))，在第一输出191和第二输出195处提供该数字径向致动器信号RAD。
致动器控制信号发生器块190进一步被设计来在其如所提及的输入信号的基础上计算先前时刻的数字径向致动器信号u(k-1)，该数字径向致动器信号u(k-1)被提供在第三输出191a处。干扰估计器块140具有接收该数字径向致动器信号u(k-1)的第二输入142。
控制电路90进一步包括D/A信号处理块196，其从致动器控制信号发生器块190接收数字径向致动器信号RAD，并输出模拟径向致动器信号RAA(也表示为u(s))。
控制电路90进一步可包括噪音滤波器块197，其从D/A信号处理块196接收模拟径向致动器信号u(s)，并输出经滤波的致动器信号SAF。
控制电路90进一步包括致动器驱动器块198，其从噪音滤波器块197接收经滤波的致动器信号SAF，并输出针对径向致动器51的致动器驱动信号SAD。
致动器控制信号发生器块190被设计来在如从误差信号处理块120中接收到的第二输出信号σ2的基础上计算其数字径向致动器输出信号RAD。在这种计算中，致动器控制信号发生器块190显示出可变的特性、典型地为可变增益，并且致动器控制信号发生器块190被设计来在如从冲击检测器块130中接收到的冲击指示信号SIS的基础上设置所述可变特性(即，增益)。更特别地，如果如从冲击检测器块130接收到的冲击指示信号SIS指示出现了冲击，则致动器控制信号发生器块190将把其可变特性设置为更适于在冲击的情况下进行操作的值(即，增加所述增益)；并且如果如从冲击检测器块130中接收到的冲击指示信号SIS指示冲击结束了，则致动器控制信号发生器块190将把其可变特性设置为更适于正常操作的值(即，降低所述增益)。原则上可以任何适当的方式产生冲击指示信号SIS；例如，冲击检测器块130可包括机械冲击检测器。然而，优选地，误差信号处理块120被实现为状态估计器，并且冲击检测器块130处理来自状态估计器120的输出信号以产生冲击指示信号SIS。以下说明将针对该例子。
根据本发明的重要方面，致动器控制信号发生器块190被设计来实现滑动模式控制(SMC)。注意滑动模式控制本身是已知的。关于这个方面，可参见1991年Englewood Cliffs，NJPrentice-Hall出版的由J.J.E.Slotine和W.Li著的“Applied NonlinearControl”。该技术的重要优点是其对干扰和不确定系统不敏感。
状态估计器120被设计来基于状态元件之一的测量结果估计光盘驱动器数字伺服的整个状态。在所示的优选实施例中，状态估计器120基于径向误差信号RES的测量结果估计径向致动器位置和径向速度。
更准确地说，状态估计器120接收当前误差信号e(k)，并计算对于当前致动器位置的估计值x(k)和对于当前致动器速度的估计值v(k)。然后在致动器控制信号发生器块190(SMC控制器)中使用所述估计的状态以产生数字径向致动器信号u(k)。
图3更详细地示出了状态估计器120的优选实施例。在该优选实施例中，基本上可将状态估计器120分成两个部分状态观测器210和状态预测器230，它们之间进行密切的相互作用。状态观测器210在第一输入121接收当前误差信号e(k)，并计算当前致动器位置的估计值x(k)和当前致动器速度的估计值v(k)。
状态预测器230在第二输入122接收当前致动器信号u(k)，并从状态观测器210分别接收针对当前致动器位置和速度的所述估计值x(k)和v(k)，以及根据下列公式计算下一时刻k+1分别针对致动器位置和致动器速度的预测值 和 x^(k+1)=Ad(1,1)x-(k)+Ad(1,2)v-(k)+Bd(1)u(k)]]>v^(k+1)=Ad(2,1)x-(k)+Ad(2,2)v-(k)+Bd(2)u(k)]]>其中Ad(2×2)和Bd(2×1)分别为对于径向致动器的离散模型的常数矩阵和常数向量。可从驱动器的致动器规范中计算它们。注意Bd(2)＝0。
所预测的致动器位置 和所预测的致动器速度 被传送给状态观测器210，用于根据以下公式计算所估计的致动器位置x(k)和所估计的致动器速度v(k)
x-(k)=x^(k+1)/z+Lres(x(k)-x^(k+1)/z)]]>v-(k)=v^(k+1)/z+Lv(x(k)-x^(k+1)/z)]]>其中Lres和Lv是通过线性二次型调节器(LQR)方法决定的估计器增益。
在图3中所示的实施例中，观测器210包括从预测器230接收致动器的所预测的/所估计的位置 的第一单位延迟块401，以及从预测器230接收致动器的所预测/所估计的速度 的第二单位延迟块402。第一单位延迟块401的输出信号被传送给减法器411的倒相输入和第一加法器431的输入。第二单位延迟块402的输出信号被传送给第二加法器432的输入。
在输入121处接收到的误差信号e(k)被传送给反相器403。反相器403的输出信号构成当前位置x(k)，并被传送给减法器411的非反相输入。
关于这一点，注意将误差信号e(k)定义为e(k)＝X(k)-x(k)，其中X(k)表示所期望的位置，而x(k)表示实际位置。因为在跟踪期间，所期望的位置X(k)＝0，所以可将实际位置x(k)计算为x(k)＝-e(k)。
减法器411的输出信号被传送给减法器411的反相输入和传送给第一放大器421以乘以增益Lres，以及传送给第二放大器422以乘以增益Lv。第一放大器421的输出信号被传送给第一加法器431的第二输入。第二放大器422的输出信号被传送给第二加法器432的第二输入。在状态估计器120的第二输出124，第一加法器431的输出信号被提供作为输出信号x(k)(所估计的当前位置)并将第二加法器432的输出信号提供作为输出信号v(k)(所估计的当前速度)。
第一加法器431的输出信号被传送给第二单位延迟块433，而第二加法器432的输出信号被传送给第三单位延迟块434。在状态估计器120的第三输出125，第二单位延迟块433的输出信号被提供作为输出信号x(k-1)(先前时刻的所估计的位置)，和第三单位延迟块434的输出信号被提供作为输出信号v(k-1)(先前时刻的所估计的速度)。
第一加法器431的输出信号(所估计的当前位置x(k)被传送给第三放大器443以乘以增益Ad(2，1)，并传送给第四放大器444以乘以增益Ad(1，1)。第三放大器443的输出信号被传送给第三加法器451的输入。第四放大器444的输出信号被传送给第四加法器452的输入。
第二加法器432的输出信号(所估计的当前速度v(k))被传送给第五放大器445以乘以增益Ad(2，2)，并传送给第六放大器446以乘以增益Ad(1，2)。第五放大器445的输出信号被传送给第三加法器451的第二输入。第六放大器446的输出信号被传送给第四加法器452的第二输入。
在输入122处接收到的信号u(k)被传送给第七放大器447以乘以增益Bd(1)。第七放大器447的输出信号被传送给第五加法器462的输入。第四加法器452的输出信号被传送给第五加法器462的第二输入。
第三加法器451的输出信号作为所预测的速度 被提供给观测器210的第二单位延迟块402。第五加法器462的输出信号作为所预测的位置 被提供给观测器210的第一单位延迟块401，并作为第一输出123处的第一输出信号σ1。
假定类似外部冲击和振动的干扰被限制并且大大低于SMC控制器190的部件的采样频率(典型地为22kHz)。然后就可关于位置、速度的历史值和在时刻k-1处的致动器信号考虑在时刻k处的干扰估计值d(k)并可将其计算为d(k)＝x(k)-Ad(1，1)x(k-1)-Ad(1.2)v(k-1)-Bd(1)u(k-1)图4为示出干扰估计器140的可能实施例的方框图。在第一输入141处接收信号x(k)、x(k-1)和v(k-1)(来自误差信号处理块120的第三输出信号σ3)。
在第二输入142处接收信号u(k-1)(来自SMC控制器190的输出信号u(k-1))。信号x(k)被传送给加法器/减法器147的非反相输入。信号x(k-1)被传送给第一放大器144以乘以增益Ad(1，1)；第一放大器144的输出信号被传送给加法器/减法器147的第一反相输入。信号v(k-1)被传送给第二放大器145以乘以增益Ad(1，2)；第二放大器145的输出信号被传送给加法器/减法器147的第二反相输入。信号u(k-1)被传送给第三放大器146以乘以增益Bd(1)；第三放大器146的输出信号被传送给加法器/减法器147的第三反相输入。加法器/减法器147的输出信号被提供作为干扰估计器140的输出143处的输出信号d(k)。
滑动模式控制本身是公知的技术。因此，该技术的详细解释在此处是不需要的。将足以论及下述。
滑动模式控制是稳健的非线性控制技术，其用等价的一阶问题代替N阶问题。对于径向跟踪，设计目标是保持x(k)＝xd(k)，用于完美跟踪。(此处，x(k)＝[x(k)V(k)]T为径向致动器的状态向量。针对精细致动器控制环路的跟踪期间的致动器/激光点的期望状态是xd(k)＝
T。将径向误差信号定义为e(k)＝xd(k)-x(k)。)这等价于在表面上的剩余部分的状态对于所有k＞0，S(k)＝gresx(k)+gvv(k)＝0；该表面被称作滑动表面。跟踪2维向量xd(k)的问题现在由S中的一阶稳定问题代替。目标是设计控制规则以致迫使系统聚合于滑动表面S(k)并且然后呆在该表面上。对于实际实施，由于状态的不匹配的初始条件xd(0)≠x(0)，所以存在对滑动表面的有限到达阶段(reaching phase)。为了考虑模型不精确和干扰(我们不完全了解系统)，并且消除不连续控制规则，因此定义了在滑动表面附近的边界层使得系统状态应从任何初始条件移至滑动表面或其邻近表面，最后聚合于所述表面或其附近。通过Lyapunov稳定性理论，对于光盘驱动器径向跟踪控制系统保证存在滑动表面的到达条件是S(k+1)=(1-η)S(k)-ϵsat(S(k)Φ).]]>其中η是确定到达级中的响应的正常数，并且将很可能按照致动器灵敏度来确定。Φ是正常数并被称作边界层厚度而且通过保持跟踪的最大可允许径向误差来确定(其通常被设置为轨道间距值的1/4)。ε是SMC的控制增益。从任何初始条件操纵致动器至滑动表面的控制规则(其可从到达条件和驱动器模型中推知)是u(k)=k·[ϵsat(gresx-(k)+gvv-(k)Φ)+kk1x-(k)+kk2v-(k)+d-(k)]]]>其中，kk1和kk2以及k是通过致动器动态特性和SMC控制器增益确定的系数。
滑动表面(S(k)＝gres.x(k)+gv.v(k)＝0)是状态空间中的时间不变表面。常数“gres”和“gv”被如此选择，以致S(k)＝0定义了稳定的滑动表面，其中致动器期望的跟踪位置对于干扰或动态不确定性是不变的。这意味着通过适当选择控制力，根据可变结构系统的理论可在这个滑动表面上实现对干扰和动态不确定性的全部不变性。
边界层指的是滑动表面周围的环绕区域。其是在致动器的期望跟踪位置附近的邻近区域。它被如此定义使得将致动器从任何初始状态或干扰状态带回至滑动表面的不连续的(由于sat()函数产生的)控制力更加平滑。
SMC控制器设计中的关键点是当操作于边界层内时，通过对SMC控制器保持与传统的PID控制器相同的交叉频率，而将诸如相位余量、增益余量和传感器噪音抵制的某些性能特性保持在线性区域内。当操作于边界层外部时，使用了更高的SMC增益。
图5为示出数字伺服块中的实现SMC控制器190的模型的实施例的方框图。在第一输入192处接收信号x(k)和v(k)(来自误差信号处理块120的第二输出信号σ2)。在第三输入194处接收信号d(k)(来自干扰估计器140的输出信号d(k)。信号x(k)被传送给第一放大器301以乘以增益kk1；第一放大器301的输出信号被传送给加法器340的第一输入。信号v(k)被传送给第二放大器302以乘以增益kk1；第二放大器302的输出信号被传送给加法器340的第二输入。信号d(k)被传送给加法器340的第三输入。
信号x(k)也被传送给第三放大器303以乘以增益gres，和传送给离散传递函数块304的输入，以执行函数z/(z-1)。离散传递函数块304的输出信号被传送给第四放大器305以乘以增益gv。第三放大器303的输出信号和第四放大器305的输出信号被传送给第二加法器306的相应的输入。第二加法器306的输出信号被传送给饱和计算器307的输入，以计算函数sat(ξ/Φ)，ξ表示饱和计算器307的输入信号，而Φ是所述边界层厚度。饱和计算器307的输出信号被传送给点乘计算器330的第一输入。
在第二输入193处接收到的冲击指示信号SIS被传送给可控开关320的控制输入。在第一信号输入，开关320接收第一增益值ε1以在正常操作中使用。在第二信号输入，开关320接收比ε1高的第二增益值ε2。可控开关320的输出信号被传送给点乘计算器330的第二输入。点乘计算器330的输出信号被传送给加法器340的第四输入。
加法器340的输出信号被传送给第五放大器341以乘以增益K。第五放大器341的输出信号被提供作为SMC控制器190的输出191处的输出信号u(k)。第五放大器341的输出信号被传送给延迟块342；延迟块342的输出信号被提供作为SMC控制器190的输出191a处的输出信号u(k-1)。
在正常操作期间，可控开关320输出在其第一信号输入处接收到的信号ε1。当冲击指示信号SIS指示出现了冲击时，可控开关320输出在其第二信号输入处接收到的更高的信号ε2。
图6为示出冲击检测器130的实施例的方框图。
冲击检测器130包括低通滤波器133和比较器134。在输入131处从状态估计器120接收到的下一时刻k+1的预测位置信号 (来自误差信号处理块120的第一输出信号σ1)被传送给(850Hz的)低通滤波器133的输入。低通滤波器133的输出信号被传送给比较器134以与阈值进行比较；在该实施例中，所述阈值被设定为轨道间距的1/4。比较器134的输出信号在冲击检测器130的输出132处被提供作为冲击指示信号SIS。
当径向误差信息大于轨道间距的1/4时，冲击检测器130将输出具有指示冲击出现的幅度的冲击指示信号SIS，其将通过SMC控制器190的可控开关320进行解释使得可控开关320对于SMC控制器190将选择高增益ε2(所述第二增益设置)以将致动器拉回至轨道中心。当冲击检测器130检测到径向误差信号小于轨道间距值的1/4时，那么径向致动器控制对于SMC控制器将切换回至正常增益ε1(所述第一增益设置)。
图6中的实现块为基于Lyapunov稳定性理论从保证存在稳定的滑动表面的到达条件推断出的控制规则。可将其算术表示为u(k)=(gbd)-1{ϵϵsatS-(k)Φ)+g[((1-η)I+Ad)x-(k)+d-(k)}]]>其中bd和Ad为通过致动器的动态特性确定的常数矩阵。如在下面的径向致动器的状态空间表达式中所表达的x(k+1)＝Adx(k)+bdu(k)+d(k)y(k)＝cdx(k)从低增益切换至高增益实际上使得控制器具有更多能量以将致动器更快速地带回至滑动表面(所期望的跟踪位置)。
如果系统总是使用高增益，则将存在更多的功耗，其将缩短芯片和致动器寿命。太高增益的伺服控制系统将使伺服对类似指纹的盘缺陷非常敏感。
高增益将被保持直到径向误差信号被降低至小于最高偏离轨道值的25％(即轨道间距的1/4)。如果激光点大于1/4轨道间距值，则HF信息信号将不再可靠。所以在SMC控制器中，将冲击检测器阈值设定为轨道间距的1/4或更小(即大约为最高偏离轨道值的25％或更低)并将控制器切换至高增益以及立即(一个取样时间延迟)将径向误差恢复为零。
增益切换是通过基于观测者的冲击检测器触发的，所述冲击检测器能够提前一个步骤的时间预测高于25％最高偏离轨道值的径向误差的增长趋势并立即采取行动以在增长之前将致动器带回至轨道上。
实例作为例子，已经在DVD播放器上实施了实验模拟。图7示出针对驱动的径向致动器的波特图。通过LQR方法来决定估计器增益的初始值，并且在极性布置上(pole placement)通过反复试验将DVD播放器驱动径向致动器的最终增益值确定为Lres＝1.3e4；Lv＝1.7241e6跟踪DVD播放器驱动期间，径向致动器的线性控制器增益为gres＝1.e2；gv＝1.6e4；ε＝600其中SMC控制器的控制增益ε被如此确定，使得当径向误差在边界区域内时，整个系统分布与原始的PID控制器相同的交叉频率，即2.2kHz。此处，使用了为1000的边界，这与20％最高偏离轨道值(轨道间距值的1/5)的阈值对应。当系统工作在边界层之外时，类似当经受冲击/碰撞时，并且当径向误差趋于变成大于1/5轨道间距时(其在正常的PID控制器的控制范围之外)，冲击检测器将提前一个采样时间从状态估计器立即检测到该情况。然后SMC控制器将切换至更高的SMC控制增益并将跟踪误差恢复至边界区域。
选择半正弦的形式化的加速度分布图来表示音频/视频应用中的典型的冲击干扰。
图8为示出在冲击的情况下径向误差信号偏离轨道值的模拟结果的曲线图。垂直轴表示偏离轨道值(％)，水平轴表示时间。原始PID控制器的最高偏离轨道值为34.6％，并且当使用SMC控制器时，该最高偏离轨道值被减小至17.7％。
图9为示出在7gm/300ms实验数据下具有SMC控制器(中间的曲线)和不具有SMC控制器(下部曲线)的径向误差信号RES的曲线图。在1.2X DVD播放期间，所测量的径向致动器灵敏度为约0.65μm/V。DVD盘的典型的轨道间距为0.74μm。如从该曲线图中可以看出的那样，不具有SMC控制器和具有SMC控制器的最高偏离轨道值被从28.1％减小至8.7％。
从上面关于DVD驱动器所完成的模拟和实验结果，具有不同的补偿高振动和冲击的控制增益的基于估计器的SMC对不期望的外部干扰显示出高等级的抗扰度。在径向上的播放能力测试结果显示冲击性能规范可从4gm/300ms改进至7gm/300ms。该方法将改进激光唱片系统、尤其是那些具有对反冲击性能的高要求的系统、例如便携式CD/DVD播放器、汽车CD/DVD播放器等，而对于材料或工序成本没有任何增加。
本领域技术人员应该清楚本发明不局限于上述的示例性实施例，而是在如后附的权利要求所定义的本发明的保护范围内，可能对本发明做出若干种变化和修改。
例如，注意在伺服DSP内用于径向跟踪的基于估计器的SMC控制器块运行在22kHz(伺服处理器时钟频率)。然而，也可以使用其它时钟频率。
此外，阈值也是可调的，和/或被设置为从近似20％的轨道间距至近似25％的轨道间距的范围中的不同的值。
虽然已经借助例子对于径向误差处理描述和解释了本发明，但本发明可等价地应用于聚焦和倾斜控制。在那样的情况下，用于冲击检测器的阈值典型地与轨道间距将不具有关系。阈值将被设定成预定的等级，在该等级冲击引入的偏移问题将导致驱动器的错误播放；这样的阈值等级通常是通过产品的实验测试确定的。
在上面，已经参照示出了根据本发明的设备的功能块的方框图解释了本发明。应该理解，一个或多个这些功能块可由硬件来实现，其中这种功能块的功能是由单独的硬件部件来执行的，但是一个或多个这些功能块也可以由软件来实现，使得这样的功能块的功能可由计算机程序或诸如微处理器、微控制器、数字信号处理器等的可编程设备的一个或多个程序行来执行。
权利要求
1.盘驱动器设备(1)，其包括-用于扫描光盘(2)的记录轨道并用于产生读取信号(SR)的扫描装置(30)；-用于控制所述扫描装置(30)的至少一个读/写元件(34)相对于盘(2)的定位的致动器装置(50)；-用于接收所述读取信号(SR)并在所述读取信号(SR)的至少一个信号分量的基础上产生至少一个致动器控制信号(SCR，SCF，SCT；SAD)的控制电路(90)；其中所述控制电路(90)包括-用于在所述读取信号(SR)的基础上计算至少一个误差信号(RES；e(k))的装置(111，112)；-用于接收所述至少一个误差信号(RES；e(k))并用于输出所导出的信号(σ1，σ2，σ3)的误差信号处理装置(120)；-用于产生冲击指示信号(SIS)的冲击检测器装置(130)；-具有至少一个可变控制参数的致动器控制信号发生器装置(190)，用于从所述误差信号处理装置(120)接收所述导出的信号之一(σ2)并用于处理该导出的信号以产生致动器信号(RAD；u(k))；-致动器控制信号发生器装置(190)被耦合以从冲击检测器装置(130)接收冲击指示信号(SIS)，所述致动器控制信号发生器装置(190)被设计来在正常操作期间为所述可变控制参数设置第一值，而当所述冲击指示信号(SIS)指示出现冲击时为所述可变控制参数设置第二值；其中所述致动器控制信号发生器装置(190)被设计来执行滑动模式控制(SMC)。
2.根据权利要求1所述的盘驱动器设备，其中所述致动器控制信号发生器装置(190)被设计来根据以下公式计算其输出信号(u(k))u(k)=k·[ϵsat(gresx‾(k)+gvv‾(k)Φ)+kk1x‾(k)+kk2v‾(k)]]]>其中，kk1和kk2以及k是通过致动器动态特性和SMC控制器增益确定的系数；其中S(k)＝gres·x(k)+gv·v(k)＝0表示状态空间中的时间不变表面，“gres”和“gv”是常数，该常数被如此选择，以致S(k)＝0定义了稳定的滑动表面；其中sat(gres·x(k)+gv·v(k)/Φ)定义了饱和函数；且其中ε是增益因数，其为SMC致动器控制信号发生器装置(190)的所述可变控制参数；以及其中x(k)和v(k)是表示当前致动器位置和速度的值的信号。
3.根据权利要求2所述的盘驱动器设备，其中所述误差信号处理装置(120)被设计来针对当前致动器位置和速度计算估计值x(k)和v(k)；其中所述致动器控制信号发生器装置(190)被耦合以从所述误差信号处理装置(120)中接收所述估计的当前致动器位置和速度信号(x(k)和v(k))；和其中所述致动器控制信号发生器装置(190)被设计来在从所述误差信号处理装置(120)中接收到的估计值的基础上计算其输出信号(u(k))。
4.根据权利要求1所述的盘驱动器设备，其中所述控制电路(90)进一步包括-干扰估计器装置(140)，用于从所述致动器控制信号发生器装置(190)中接收所述致动器信号(RAD；u(k))，并用于从所述误差信号处理装置(120)中接收第三导出的信号(σ3)，该干扰估计器装置(140)被设计来在所述致动器信号(RAD；u(k))和所述第三导出的信号(σ3)的基础上产生所估计的干扰信号(d(k))；其中所述致动器控制信号发生器装置(190)被耦合以从所述干扰估计器装置(140)接收所述估计的干扰信号(d(k))，所述致动器控制信号发生器装置(190)还被设计来在所述估计的干扰信号(d(k))的基础上计算其输出信号。
5.根据权利要求4所述的盘驱动器设备，其中所述致动器控制信号发生器装置(190)被设计来根据以下公式计算其输出信号(u(k))u(k)=k·[ϵsat(gresx‾(k)+gvv‾(k)Φ)+kk1x‾(k)+kk2v‾(k)+d‾(k)]]]>其中，kk1和kk2以及k是通过致动器动态特性和SMC控制器增益确定的系数；其中S(k)＝gres·x(k)+gv·v(k)＝0表示状态空间中的时间不变表面，“gres”和“gv”是常数，该常数被如此选择，以致S(k)＝0定义了稳定的滑动表面；其中sat(gres·x(k)+gv·v(k)/Φ)定义了饱和函数；且其中ε是增益因数，其为SMC致动器控制信号发生器装置(190)的所述可变控制参数；以及其中x(k)和v(k)是表示当前致动器位置和速度的值的信号。
6.根据权利要求5所述的盘驱动器设备，其中所述误差信号处理装置(120)被设计来为当前致动器位置和速度计算估计值x(k)和v(k)；其中所述致动器控制信号发生器装置(190)被耦合以从所述误差信号处理装置(120)接收所述估计的当前致动器位置和速度信号(x(k)和v(k))；以及其中所述致动器控制信号发生器装置(190)被设计来在从所述误差信号处理装置(120)中接收到的估计值的基础上计算其输出信号(u(k))。
7.根据权利要求6所述的盘驱动器设备，其中所述误差信号处理装置(120)包括状态估计器(120)，该状态估计器(120)被耦合以从所述致动器控制信号发生器装置(190)接收所述致动器信号(RAD；u(k))；其中所述状态估计器(120)被设计来根据以下公式计算所预测的位置信号 x^(k+1)=Ad(1,1)x‾(k)+Ad(1,2)v‾(k)+Bd(1)u(k)]]>其中所述状态估计器(120)被设计来根据以下公式计算所预测的速度信号 v^(k+1)=Ad(2,1)x‾(k)+Ad(2,2)v‾(k)+Bd(2)u(k)]]>其中Ad(2×2)和Bd(2×1)为对于所述致动器的离散模型的常数矩阵和常数向量；并且其中x(k)和v(k)分别是针对致动器的当前位置和当前速度的估计值；以及其中所述状态估计器(120)被设计来根据以下公式计算x(k)和v(k)x‾(k)=x^(k+1)/z+Lres(x(k)-x^(k+1)/z)]]>v‾(k)=v^(k+1)/z+Lv(x(k)-x^(k+1)/z)]]>其中Lres和Lv是估计器增益，优选地通过线性二次型调节器(LQR)方法来确定。
8.根据权利要求7所述的盘驱动器设备，其中所述冲击检测器装置(130)被设计来在所述预测的位置信号 的基础上产生所述冲击指示信号(SIS)。
9.根据权利要求8所述的盘驱动器设备，其中所述冲击检测器装置(130)包括-用于接收所述预测的位置信号 的低通滤波器(133)；和-用于从所述低通滤波器(133)接收输出信号并用于提供所述冲击指示信号(SIS)的比较器(134)。
10.根据权利要求9所述的盘驱动器设备，其中所述低通滤波器(133)具有约850Hz数量级的截止频率。
11.根据权利要求9所述的盘驱动器设备，其中所述比较器(134)被设计来将来自所述低通滤波器(133)的输出信号与预定的阈值进行比较，所述阈值在径向控制的情况下对应于近似轨道间距的25％。
12.根据权利要求9所述的盘驱动器设备，其中所述比较器(134)被设计来将来自所述低通滤波器(133)的输出信号与预定的阈值进行比较，所述阈值在径向控制的情况下对应于近似轨道间距的20％。
13.根据权利要求1所述的盘驱动器设备，其中由所述致动器控制信号发生器装置(190)产生的所述致动器信号为数字致动器信号(RAD；u(k))，且其中所述控制电路(90)进一步包括-D/A信号处理装置(196)，用于从所述致动器控制信号发生器装置(190)接收所述数字致动器信号(RAD；u(k))并用于产生模拟致动器信号(RAA；u(s))；-优选地，噪音滤波器装置(197)，用于从所述D/A信号处理装置(196)接收所述模拟致动器信号(RAA；u(s))并用于产生经滤波的致动器信号(SAF)；-致动器驱动器装置(198)，用于从所述D/A信号处理装置(196)接收所述模拟致动器信号(RAA；u(s))或者接收所述经滤波的致动器信号(SAF)，并用于产生致动器驱动信号(SAD；SCR，SCF，SCT)。
全文摘要
一种盘驱动器设备(1)包括a)用于控制扫描装置的元件(34)的定位的致动器装置(50)；b)用于接收读取信号(SR)并产生至少一个误差(RES；e(k))的误差信号计算装置(111，112)；c)用于接收所述误差并用于输出导出的信号(s1，s2，s3)的状态估计器(120)；d)用于产生冲击指示信号(SIS)的冲击检测器装置(130)；e)被设计来执行滑动模式控制(SMC)的致动器控制信号发生器装置(190)，其具有至少一个可变控制参数，用于在所述导出的信号的第二个信号(s2)的基础上产生致动器控制信号(RAD；u(k))；f)所述致动器控制信号发生器装置在正常操作期间为所述可变控制参数设置第一值，而当所述冲击指示信号指示出现冲击时为所述可变控制参数设置第二值。
文档编号G11B7/09GK1729516SQ200380106642
公开日2006年2月1日 申请日期2003年12月16日 优先权日2002年12月19日
发明者Y·周 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司