本申请为分案申请，其母案的发明名称为“具有第一和第二功率FET的固态双向开关”，申请日为2013年7月5日，申请号为201310280717.1。技术领域本文中所述的实施例涉及具有第一和第二功率FET的固态双向开关。
背景技术：
由于随着变化能源供应的增加的对可再生能源供应装置的使用，对控制诸如局部电网的电网（electricalgrids）中的负载的需求越来越高。被供应给最终用户的变化能源可以促使负载的选择性接通和断开，从而保持供应和负载之间的平衡。能够通过所谓的智能仪表（smartmeters）控制负载，该智能仪表从网络提供商接收信息或者通过用于建筑自动化的总线系统接收信息。按照常规，已经使用具有继电器（relays）的机械开关或者具有诸如闸流晶体管或者TRIAC的双极性装置的电子开关。机械开关在操作时生成噪声，并且因此不适合作为墙内电源插座。机械开关通常位于中央配电箱或者开关盒中。这减少了对于使用总线系统来控制家用电器的灵活性并且增加了接线的复杂性。此外，机械开关具有有限的总操作周期、是易于振动的、当被操作时可能影响其他部件，并且具有有限的开关频率。使用双极性装置的电子开关固有地展示出由于具有大约0.7V的电压降的pn结而引起功率损耗。与这个固有电压降相关联的功率损耗需要用于散热的装置，该用于散热的装置使得此类电子开关不适合于墙内插座或者不适合于被集成到小空间中具有受限散热的开关。采用高压MOS-FET的电子开关可能是一种替换方式，因为FET具有欧姆电流电压特征并且具有低通态电阻。然而，常规MOS-FET或者使用补偿结构的FET需要大的芯片面积，用于运载16A的额定电流，该额定电流是用于家用设备的典型值。例如，每个FET将会需要用于16A的额定电流的大约250mm2的有效芯片面积、8mΩ的通态电阻、和650V的额定阻断电压。这些装置对于在安装轨道上集成或者集成至墙内插座中将会是过大的。需要650V的高额定阻断电压，这是由于这种高瞬态可能发生在230V网络的相中。除此之外，半导体开关易于过电流和过电压，这可能由雷击引起。尽管通常提供措施来用于对过电流和电压进行放电，但是此类措施可能不会完全被实现，使TN网络的部分未被保护。即使当由残留电流电路断路器（RCCB）所保护时，当故障电流或者残余电流发生时该断路器使电器断开连接，该开关也必须能够处理过电压，并且必须根据RCCB的截止特性来运载截止电流。如果由于RCCB的高截止电流而使采用FET的开关部分破坏，该开关可能被转移至不明确状况中，其中大的通态电阻引起增加的热量损耗并因此引起高的火灾风险。鉴于上述内容，存在对改进的需要。
技术实现要素：
根据实施例，提供了一种固态双向开关，该固态双向开关具有彼此反序（anti-serial）电连接的第一和第二功率场效应晶体管。第一和第二功率场效应晶体管中的每个都包括源极区域；漏极区域；主体区域，其与源极区域形成pn结，并且具有反型沟道区域；栅极端子；漂移区域，其在主体区域和漏极区域之间，并且具有积累沟道区域；漂移控制区域，其与积累沟道区域相邻，其中该积累沟道区域通过漂移控制区域可控。该固态双向开关进一步包括与第一和第二功率场效应晶体管的栅极端子连接的控制器。根据实施例，一种固态双向开关包括第一和第二功率场效应晶体管，均具有源极端子、栅极端子、和漏极端子，其中该第一和第二功率场效应晶体管的源极端子彼此电连接，以形成公共源极节点。固态双向开关进一步包括控制器，该控制器具有与第一和第二功率场效应晶体管的栅极端子电连接的至少一个输出端子、与公共源极节点电连接的参考端子、和第一和第二输入端子。该固态双向开关进一步包括第一非线性电压限制元件，其将第一功率场效应晶体管的漏极端子与控制器的第一输入端子连接；以及第二非线性电压限制元件，其将第二功率场效应晶体管的漏极端子与控制器的第二输入端子连接。根据实施例，固态双向开关包括第一和第二功率场效应晶体管，均具有源极端子、栅极端子、和漏极端子，其中该第一和第二功率场效应晶体管的漏极端子彼此电连接，以形成公共漏极节点。固态双向开关进一步包括控制器，其具有与公共漏极节点电连接的参考端子和至少一个输出端子；第一电平移位器，其将该控制器的至少一个输出端子与该第一功率场效应晶体管的栅极端子连接；以及第二电平移位器，其将该控制器的至少一个输出端子与该第二功率场效应晶体管的栅极端子连接。根据实施例，固态双向开关包括公共引线框架，其包括金属层；第一和第二功率场效应晶体管，均具有源极金属喷镀（metallization）、栅极金属喷镀、和漏极金属喷镀，其中该第一和第二功率场效应晶体管与该公共引线框架的金属层接触；控制器，包括与该公共引线框架的金属层电连接的至少一个参考端子，以及与该公共引线框架的金属层绝缘的输出端子，该控制器用于控制第一和第二功率场效应晶体管。本领域技术人员将在阅读下列详细描述和在察看附图时认识到额外的特征和优点。附图说明图中的部件不必按比例，而是将重点放在说明本发明的原理上。此外，在图中，同样的参考数字标明对应的部分。在附图中：图1说明了根据实施例的具有带有公共源极节点的两个功率MOSFET的固态双向开关；图2说明了根据实施例的具有带有公共源极节点的两个功率MOSFET和非线性电压限制元件的固态双向开关；图3说明了根据实施例的具有带有有公共漏极节点的两个功率MOSFET的固态双向开关；图4说明了根据实施例的具有可选无源滤波器元件的双向开关；图5说明了根据实施例的具有带有公共漏极节点的两个功率MOSFET和电压电平移位器的固态双向开关；图6说明了根据实施例的带有用作过电压保护元件的可选可变电阻器的双向开关；图7说明了根据实施例的带有用作过电压保护元件的可选可变电阻器的双向开关；图8说明了根据实施例的双向开关的开关特性；图9A说明如在本文中所述的一个或多个实施例中所使用的被体现为TEDFET的功率MOSFET；图9B说明如在本文中所述的一个或多个实施例中所使用的被体现为EGFET的功率MOSFET；图10说明了根据实施例的具有公共引线框架的固态双向开关；图11A和11B说明了根据实施例的非线性电压限制元件的实施例；图12说明了根据实施例的非线性电压限制元件的各种布局；以及图13说明了根据实施例的非线性电压限制元件的进一步实施例。具体实施方式在以下详细描述中，对形成其一部分的附图做出参考，并且在附图中以说明的方式示出了其中可以实践本发明的具体实施例。在这点上，参考正在描述的一个或多个附图的取向，使用方向性术语，诸如“顶部”、“底部”、“前方”、“后方”、“在前”、“在后”等等。因为能够在多个不同取向上定位实施例的部件，所以出于说明的目的使用方向性术语，并且该方向性术语决不是限制的。要理解的是，可以利用其他实施例，并且可以在不偏离本发明的范围的情况下做出结构或逻辑改变。因此，下列详细描述不以限制意义来进行，并且本发明的保护范围是由所附权利要求所限定的。将使用特定语言来描述实施例，这些实施例不应该被解释为限制所附权利要求的范围。如本说明书中所使用的术语“横向”意图描述平行于半导体衬底的主表面的取向。如本说明书中所使用的术语“垂直”意图描述垂直于半导体衬底的主表面布置的取向。在本说明书中，半导体衬底的第二表面被认为是由下部或背侧表面所形成的，而第一表面被认为是由半导体衬底的上部、前方或者主表面所形成的。如本说明书中所使用的术语“在……上方”和“在……下方”因此考虑此取向来描述结构特征对于另一个结构特征的相对位置。在本说明书里，术语“反序”意图描述下列配置之一中的两个晶体管之间的电连接：晶体管的源极彼此电连接，以具有公共源极节点，或者电连接晶体管的漏极，以具有公共漏极节点。术语“电连接”和“被电连接”描述两个元件之间的欧姆连接。根据本文中所述的实施例，固态双向开关能够切换并控制AC电压和电流。因此，该双向开关具有针对正和负电压两者的欧姆特性。根据本文中所述的实施例，该控制器可以是低压双极和/或CMOS装置，该装置在比由固态双向开关所切换的电压更低的电压下操作。参考图1，描述了固态双向开关的第一实施例。固态双向开关也能够被描述为固态AC开关，该开关包括彼此反序电连接的第一和第二功率场效应晶体管PT1、PT2。在下面，功率场效应晶体管被称为功率FET。在本实施例中，功率FETPT1、PT2处于源极至源极连接，以具有公共源极节点CS。第一和第二功率FETPT1、PT2中的每个都包括源极区域S1、S2、漏极区域D1、D2、主体区域B1、B2、和栅电极G1、G2，其中该主体区域B1、B2与源极区域S1、S2形成pn结并且具有反型沟道区域，该栅电极G1、G2与主体区域B1、B2的反型沟道区域相邻。栅电极G1、G2能够被布置在相应的沟槽中。该功率FETPT1、PT2的反型沟道区域通过相应的栅电极G1、G2可控。每个功率FETPT1、PT2都进一步包括在主体区域B1、B2和漏极区域D1、D2之间的漂移区域。固态双向开关进一步包括与第一和第二功率FETPT1、PT2的电极的栅极G1、G2连接的控制器C。根据实施例，漂移区域可包括积累沟道区域和与该积累沟道区域相邻布置以控制该积累沟道区域的漂移控制区域。功率FETPT1、PT2中的每个FET的反型沟道区域和积累沟道区域通常是相对于半导体芯片的第一表面的垂直沟道。根据实施例，功率FETPT1、PT2不具有单独的栅电极和栅极电介质。栅电极和栅极电介质的功能由漂移控制区域所提供，具体地是由漂移控制区域与主体区域相邻的一部分所提供。因此，将反型沟道区域紧挨着漂移控制区域进行布置并且由漂移控制区域所控制。例如，漂移控制区域能够垂直贯穿装置的有效部分，即，从源极区域延伸至漏极区域。在与该主体区域相邻的上部区域中，漂移控制区域起到栅电极的作用，以控制该反型沟道区域。在上部区域下方的下部区域中，该漂移控制区域控制该积累沟道区域。因此，只需要一个端子。该积累沟道区域和反型沟道区域能够沿着相同垂线延伸，并且由漂移控制区域的电场的作用所控制。在其他实施例中，栅电极和漂移控制区域是不同的，并且彼此间隔，其中该栅电极控制改反型沟道区域，并且该漂移控制区域控制该积累沟道区域。两者都能够被独立控制。在任何情况下，该反型沟道区域和积累沟道区域通过电场的作用来被控制。功率FETPT1和PT2中的每个都分别包括所谓的主体二极管BD1和BD2，其由功率FETPT1、PT2的各自的漂移区域和主体区域之间的pn结形成。由于本征主体二极管，FET能够只在一个方向上阻断电流，而不是在两个方向上都阻断。因此，使用以反序连接的两个功率FETPT1、PT2，以便不管电流的方向如何，开关装置都能够可靠地阻断该电流。这允许切换诸如电网的AC电压的AC电压源。因而，提供了一种双向半导体开关，其能够切换交变电压和电流并且具有至少两个功率FET，该至少两个功率FET与公共节点反序连接。每个功率FET都具有由栅电极可控的垂直反型沟道和由漂移控制区域可控的垂直积累沟道。双向半导体开关进一步包括控制器，该控制器用于提供公共控制信号，以控制该至少两个功率FET。该可控垂直积累沟道减少功率FET的通态电阻，并因此允许减少热量损耗并使用更小的装置。如图1中所示，功率FETPT1和PT2的公共源极节点CS与控制器C的参考端子RT电连接。该控制器C的输出O与功率FETPT1和PT2的栅极G1和G2电连接。第一功率FETPT1的漏极D1与AC电压源电连接，而第二功率FETPT2的漏极D2与负载电连接。也将可能的是，将漏极D1与该负载连接并且将漏极D2与AC电压源连接。该双向开关可以进一步包括如图1中所指示的保险丝F。图9A中说明了适合于在该双向开关中采用的功率FET的示例。功率FET具有半导体主体100、在该半导体主体100中的半导体漂移区域2、和至少以几个部分与半导体主体100中的漂移区域2相邻布置的由半导体材料构成的漂移控制区域3。该漂移控制区域3可以具有第一导通类型、具有与第一导通类型互补的第二导通类型、或者可以是本征的。该漂移区域2可以具有第一导通类型。累积电介质4被布置在该漂移区域2和该漂移控制区域3之间。与彼此以一定距离布置第二导通类型的主体区域8和第一导通类型的漏极区域5、60，其中将漂移区域2布置在漏极区于5、60和主体区域8之间。将第一导通类型的源极区域9由主体区域8从漂移区域2分离。栅电极15借助于栅极电介质16从半导体主体100绝缘，并且将该栅电极15从源极区域9邻近于主体区域8延伸直到漂移区域2。将栅电极15布置在由栅极电介质16划线的沟槽中。在本实施例中，“第一导通类型”涉及n掺杂，而“第二导通类型”涉及p掺杂。也能够使用相反的掺杂关系，并且本发明不限于如本文中所述的特定掺杂关系。P型掺杂主体区域8包括垂直反型沟道区域，当将超出给定阈值电压的正电压施加至栅电极15时，沿着栅极电介质16形成该反型沟道区域。该反型沟道区域在图9A中由接近栅极电介质16的垂直虚线所指示。该反型沟道区域将该源极区域9与该漂移区域2电连接，并且该反型沟道区域通过栅电极15可控。N型掺杂漂移区域2包括垂直积累沟道区域，当将超出给定阈值电压的正电压施加至漂移控制区域3时，在漂移区域2中沿着累积电介质4形成该垂直积累沟道区域。该垂直积累沟道区域在图9A中由沿着累积电介质4的虚线所指示。当形成积累沟道区域时，该积累沟道区域提供了低欧姆路径，该路径减少了功率FET的通态电阻Ron。由于具有可控积累沟道区域的能力，能够减少功率FET的热功率损耗。此外，能够减少该漂移区域2的掺杂浓度，这改进了功率FET的阻断特性。高度p掺杂主体接触点17在主体区域8和源极金属喷镀13之间提供电连接。为了操作功率FET，能够提供可选第一整流器元件41，经由该第一整流器元件41将漂移控制区域3耦合至源极区域9。能够提供第二导通类型的掺杂连接区域33、34，经由该掺杂连接区域33、34将漂移控制区域3耦合至该源极区域9。该连接区域33、34具有连接电极19。第一整流器元件41通过该源极金属喷镀13被连接在连接电极19和源极区域9之间。如上所述，根据实施例，在操作期间为该栅电极15和漂移控制区域3供应相同电位，以确保低的通态损耗。第一导通类型的连接区域31与该漂移控制区域3相邻，并且该连接区域31比漂移控制区域3被更高度地掺杂。该漂移控制区域3经由连接区域31被耦合至漏极区域5、60，并且该漂移控制区域3被耦合至该连接区域31和漏极金属喷镀11之间的第二整流器元件42。根据实施例，第二整流器元件42能够被掩盖在半导体主体100中。根据另一个实施例，第二整流器元件42能够被实现为与该半导体主体100的第一或者第二表面接近的平面元件。第二整流器元件42允许热学生成的电子流至漏极区域5、60。电介质区域32将连接区域31和该漂移控制区域3从漏极区域5、60电绝缘。该漏极区域5、60可以由如图9A中所示的两个区域组成，或者如图9B所示的例如通过省略区域5作为单个区域。如图9A中说明的功率FET指的是如在WO2007/012490A1（EP1908119B1）、US2010/0301408A1（US7,999,311B2）、US2008/0067626A1、US2007/0108513A1（US7,459,365B2）和US2010/0273307A1中所述的TEDFET（沟槽延伸漏极区域（Trench-ExtendedDrainRegion）FET），将这些的公开通过引用在整体上并入本文中。能够被用于如本文中所述的固态双向开关的功率FET不限于图9A中所说明的具体结构。例如，TEDFET和EGFET（延伸栅极FET）是特别适合的，这是由于两者具有的面积特定通态电阻Ron低于诸如具有补偿结构的FET（所谓的CoolMOS）的其他FET。例如，在WO2007/012490A1和EP1908119B1中描述了EGFET，将其公开通过引用在整体上并入本文中。图9B中说明了用于EGFET的结构的一个示例。该EGFET不包括栅极电介质和栅电极15。不同于图9A，与累积电介质4间隔布置高度p掺杂的主体接触点17。与累积电介质4相邻定位n+源极区域9。当将漂移控制区域3与外部栅极端子直接连接时，能够在主体区域8中形成反型沟道。在主体区域8下方，沿着累积电介质4的电子沟道（现在作为积累沟道）将导致从源极区域9至漏极区域60的低电阻连接。累积电介质4在这里起到将漂移控制区域3从主体区域8绝缘的栅极电介质的作用。例如，具有650V的额定阻断电压的EGFET的典型面积特定电阻（Ron·A，其中A为面积）可以低于0.3Ωmm2。除此之外，假设缩短EDFET和TEDFET的形体尺寸的电位高于用于其他装置的电位，并因此可以为面积特定电阻达到甚至更低的值。由用于16A额定电流的具有8mΩ的通态电阻的常规电路断路器所生成的损耗能够用作针对电子开关的参考。基于上面的值，均具有72mm2的有效面积的两个功率FET将会需要16A的额定电流，这比用于可比较的常规MOS-FET的电流少得多。减少了功率FET的功率损失的低面积特定通态电阻，允许功率FET被提供于适合于在家用电器中和墙内设备中集成的封装中。例如，诸如芯片嵌入的封装是可能的，其中该芯片被嵌入模具中。这些类型的封装也允许多个芯片和/或保险丝的集成，该保险丝可以由电线或者其他可熔电连接所体现。这种类型的保险丝提供了在电过载情况下对抗火灾的可靠保护。将被切换的电网的典型电压不具有高频。典型频率是50至60Hz。根据实施例，功率FET在AC电压的零电压交叉期间被接通，并且在AC电流的零电流交叉期间被断开。当在控制器C的控制输入CI处提供相应的开关信号时，控制器检测相应的零交叉并且切换该功率FET。如从采用继电器的开关所获知的，在零交叉处切换减少了负载对AC电压源的不希望的反馈。在图1中所说明的实施例中，该控制器C的参考端子RT与公共源极节点CS连接。该控制器C典型地被体现为低压CMOS装置，该装置具有用于控制功率FETPT1和PT2的电子器件。为了检测零交叉，例如高达380V的AC电压的零交叉，使用保护结构来保护该控制器C的低压输入。结合图2来描述这种结构。除了图1的双向开关之外，图2的双向开关包括两个电压限制装置L1和L2。根据实施例，该电压限制装置L1和L2是非线性电压限制元件。在下文中被称为限制器的非线性电压限制装置L1和L2中每个都包括此处被体现为漏极的输入端子、此处被体现为栅极的控制端子、以及此处被体现为源极的输出端子。第一限制器L1的输入端子或者漏极与第一功率FETPT1的漏极D1电连接。第二限制器L2的输入端子或者漏极与第二功率FETPT2的漏极D2电连接。第一和第二限制器L1和L2的控制端子或者栅极与公共源极节点CS电连接。第一限制器L1的输出端子或者源极被电连接至控制器C的第一输入In1，而第二限制器L2的输出端子或者源极被电连接至该控制器C的第二输入In2。该限制器L1和L2被配置为将被供应至该输入端子的输入电压限制于在输出端子处存在的最大输出电压，这取决于被供应至该控制端子的控制电压。因而，被供应至限制器L1和L2的漏极的电压被限制于由被供应至该限制器L1和L2的栅极的电压所限定的最大电压。该控制器C随在公共源极节点CS处存在的电压而“浮动”，并因此控制器C相对于公共源极节点CS的电压提供在输出O处存在的输出电压。这确保功率FETPT1和PT2可靠地处于通态或者断态。另一方面，当功率FETPT1和PT2处于断态时，由AC电压源提供的电压相对于在公共源极节点CS处存在的电压显著变化。为了检测AC电压源的零电压交叉，由AC电压供应的AC电压需要被控制器C所检测。然而，将该控制器C与AC电压源直接连接将会破坏采用低压CMOS元件的控制器C。因此，在AC电压所供应到的功率FETPT1和PT2的漏极D1和D2与控制器C的相应输入In1和In2之间连接的限制器L1和L2，限制了被输送至控制器C的电压，并且保护了控制器C的输入以免受高压。根据实施例，可以如美国系列申请12/868,918和US系列申请13/429,579中所述的体现该限制器L1和L2，将其公开通过引用在整体上并入本文中。图11A、11B、12和13中说明了适当的限制器的示例性实施例，这将在下文被简要描述。图11A和11B中说明了限制器的源极区域SR、漏极区域DR和栅电极GE。源极区域SR和漏极区域DR两者都被重度n掺杂，其中弱n掺杂的漂移区域DT在该源极区域SR和漏极区域DR之间。在沟槽中形成的具有栅电极GE的栅电极结构横向限制了源极区域SR下方的漂移区域DT的沟道区域CR。栅电极GE由电介质DE从沟道区域CR电绝缘。还示出了被连接至栅电极GE的栅极端子G、被连接至源极区域SR的源极端子S、和被连接至漏极区域DR的漏极端子D。该限制器是常开装置，这是由于在源极区域SR和漏极区域DR之间存在通过漂移区域DT的电连接。被供应至漏极区域DR的电压在源极区域SR处出现了由漂移区域DT的固有电阻所引起的减去小的电压降。因而，在源极区域SR处出现的电压跟随着被应用至漏极区域DR的电压。当相对于漏极区域DR的负电压通过栅极端子G被施加至栅电极GE时，该情况改变。栅电极GE的负电压引起沟道区域CR耗尽。当栅电极GE和漏极区域DR之间的电压差超出给定夹断电压时，完全耗尽沟道区域CR。该夹断电压能够通过选择栅电极GE之间的距离，更精确地说是选择栅电极GE之间的沟道区域CR的横向宽度，以及选择沟道区域CR的掺杂浓度来限定。因而，在源极区域SR处出现的电压是被供应至栅电极GE的电压和该夹断电压的和。因此，能够通过将给定电压供应至栅电极GE，来在操作期间使在源极区域SR处出现的电压进行变化。当完全耗尽沟道区域CR，以便在源极区域SR和漏极区域DR之间不再提供导电路径时，在源极区域SR处出现的电压现在被“箝位（clamped）”，并且保持恒定，而无论被供应至漏极区域DR的电压的任何进一步增加如何。因此，在源极区域SR处出现的电压被“限制”于与栅电极GE的电压加上夹断电压相对应的电压。此外，图11A和11B说明了被用于收集热生成空穴的p掺杂区域PR。图11B还示出了p掺杂区域围绕该沟槽的底部的实施例，该实施例也影响夹断电压。图12示出了栅电极结构的布局和源极区域SR和p掺杂区域PR的布置的各种实施例。图13说明了被集成至半导体芯片中的限制器结构的进一步实施例，该半导体芯片也已经集成了功率FET。在左侧说明了功率FET的公共源极节点CS，并且该公共源极节点CS与限制器的栅电极GE电连接。不同于图11A和11B的实施例，至漏极区域DR的连接也在半导体芯片的顶表面处。由于半导体芯片在其横向限制下是在漏极电位上，所以可以在芯片的顶表面上或者在芯片后侧处的漏极金属喷镀处分接（tap）漏极电压。此外，该限制器由电介质绝缘材料Dl相对其余的半导体芯片而电绝缘。类似于图11A和11B中所说明的实施例，在P2（与该限制器的源极区域相对应）处出现的电压被限制于被供应至公共源极节点CS并因此供应至栅电极GE的电压加上限制器的夹断电压。因此，当公共源极节点CS和端子P2之间的电压差超出夹断电压时，被供应至端子P2的电压的进一步上升没有引起在端子P1处出现的电压的进一步增加。因此，该限制器限制了被供应至控制器C的第一和第二输入端子In1和In2的电压，并因此保护了控制器C免受高压。另一方面，当AC电压接近于零时，该限制器未限制电压，使得AC电压被施加至控制器C的输入。换句话说，针对超出在公共源极处的电压加上该限制器的夹断电压的电压，AC电压的正弦电压过程被截断。因此，该控制器C能够可靠地检测AC电压的零电压交叉。如图11A、11B、12和13中所说明的限制器结构能够被集成至与用于集成相应的功率FET相同的半导体芯片中。例如，如图13中所说明的，能够提供横向绝缘。如图2中所说明的，该双向开关可以包括在其中集成第一限制器L1和第一功率FET的第一芯片C1和在其中集成第二限制器L2和第二功率FETPT2的第二芯片C2。该限制器L1和L2将电压限制于在由公共源极CS所限定的参考电位以上的固定值，该公共源极CS通过沟道区域CR的夹断来与限制器的栅电极连接。限制器L1和L2的漏极区域处于功率FETPT1和PT2的漏极电位，或者处于接近于漏极电位的电位。能够以已知方式来确定零点电流交叉。由限制器L1和L2供应的电压也能够被用于估计流过功率FETPT1和PT2的电流。在这个状态中，功率FETPT1和PT2处于通态，并且因此在功率FET的公共源极CS和漏极之间不存在高的电压差异。通过控制器C控制功率FETPT1和PT2的切换，该控制器C在控制输入CI处接收相应的控制信号。根据功率FETPT1和PT2将接通还是断开，确定AC电压源的零电压交叉或者零电流交叉。根据实施例，在AC电压源的零电压交叉期间，发生接通，以减少负载的电容反馈。根据实施例，在零电流交叉期间，发生断开，以减少负载的电感反馈。当处于断态时，由于集成的主体二极管，功率FETPT1和PT2被短路。然后，短路的功率FET的漏极和源极处于公共源极节点CS的电位，使得对应限制器的栅极和漏极也将会处于公共源极节点CS的电位。因此，该限制器将会将公共源极节点CS的电压输送至控制器C。在这种情况下，尽管未出现零交叉，控制器C也将会“检测到”在相应的输入处的零交叉。为了避免这种情况，控制器C能够只在输入端In1和In2两者都检测到零交叉时进行切换。实际上可以在第一零电流交叉处，或者在很少零电流交叉之后发生断开，以减少热损坏的风险。返回至图9A和9B，不同于快速开关应用，通常将不超过AC电压的频率的低开关频率也允许该功率FET的漂移控制区域3能够被充电达到最大可允许电压。因此，进一步增强了由于积累沟道的生成引起的通态电阻Ron的减少。如本文中所述的双向开关的进一步好处是集成剩余电流电路断路器（RCCB）或者将双向开关体现为RCCB的可能性，该RCCB有时也被称为接地故障电路断续器。商业可得的RCCB具有10mA、30mA、100mA、300mA、500mA和1A的额定剩余电流IΔN，其中剩余电流（或者差动电流）的容许限度是50%。对于个人安全，10mA或者30mA的最大剩余电流是可允许的，并且对于防火，300mA的最大剩余电流是可可允许的。根据DINVDE0100-410:2007，最大可允许释放时间（剩余电流的出现和RCCB的切换之间的时间）对于单个额定剩余电流而言在TN电网中是400ms。对于五倍的更高剩余电流，可允许释放时间仅是40ms。当使用如本文中所述的双向开关时，即使对于单个额定剩余电流而言，释放时间能够被限制于仅与半周的持续时间相对应的10ms，这是由于在下一个零电流交叉处能够实现断开。不像使用磁触发器的常规RCCB那样，双向开关还允许限制剩余电流。因此，能够增加人和电器的安全性和保护。图3说明双向开关的进一步实施例，该双向开关采用与公共漏极节点CD反序连接的功率FETPT1和PT2，即功率FETPT1和PT2的漏极彼此电连接。该公共漏极节点CD与控制器C的参考端子RT连接。图3的双向开关包括第一和第二半导体芯片C1、C2，每个半导体芯片都包括在其中集成的功率FETPT1和PT2。半导体芯片C1和C2中的每个都进一步包括电平移位器LS1、LS2，该电平移位器LS1、LS2分别将功率FETPT1、PT2的各自的栅极与控制器C的第一和第二输出O1、O2电连接。由于相对于公共漏极节点CD操作控制器C，电平移位器LS1和LS2被用于将在第一和第二输出O1和O2处出现的电压移位至在相应的栅极处所需要的电压。原因在于，应该相对于源极限定栅极电压并且源极处的电压能够显著不同于漏极处的电压。因而，当该控制器C输送+3V至+25V的典型范围中的电压时，例如相对于漏极+10V，这个电压需要被移位至相对于源极的电压。该控制器C也可以具有公共输出，电平移位器LS1和LS2被连接至该公共输出。该电平移位器LS1和LS2也可以被单片集成至相应的芯片C1和C2中。如图3中所说明的具有公共漏极节点CD的配置具有的好处是，如图10中所说明的，两个功率FET和控制器C可以被布置在公共引线框架LF上。该引线框架LF可以包括形成引线框架LF的金属层M。在公共引线框架LF上提供并布置两个装置封装P1和P2，每个装置封装都具有芯片C1和C2。如上所述，每个芯片C1和C2都包括功率FET和电平移位器。功率FET的漏极金属喷镀被电连接至引线框架LF，以便还提供热连接。该控制器C也用其参考端子RT被电连接至公共引线框架LF。输出O1和O2从引线框架LF绝缘，并且输出O1和O2经由相应的电平移位器与相应的功率FET的栅极电连接。如图10中所示，在单独的芯片C1和C2中提供功率FET。该芯片C1和C2被嵌入相应的模制材料M1和M2中。可选保险丝F也可以被嵌入装置封装P1和P2的一个或两者中。公共漏极配置按照常规需要两个控制器，因为功率FET的栅极电压需要相对于功率FET的源极电位来被控制，该源极电位可以彼此偏离。根据本文中所述的实施例，当将电平移位器用于连接该控制器与该栅极时，只需要一个控制器。这减少了部件的数目，增加了该开关的可靠性，并且由于使用公共引线框架也允许了改善散热。公共引线框架LF也提供了对该开关的进一步缩短。此外，对于低功率应用，该控制器和/或包括电平移位器的两个功率FET可以被单片集成至同一芯片中。结合图5更详细地描述电平移位器。双向开关包括以漏极至漏极连接而彼此反序连接的两个功率FETPT1、PT2。功率FETPT1、PT2被集成至用C1和C2表示的单独的半导体芯片（第一和第二芯片）中。在替换实施例中，功率FETPT1和PT2可以被集成在单个芯片中，这是因为功率FETPT1和PT2共享芯片的背表面上的同一漏极。每个半导体芯片C1、C2都可以进一步包括两个非线性电压限制器（第一限制器L11、L21和第二限制器L12、L22）和两个常关FETE1、E2，该两个常关FETE1、E2形成相应的电平移位器，并且被单片集成至相应的半导体芯片C1和C2中。控制器C处于高侧面处，因为相对于公共漏极节点CD处的电位来操作控制器C。类似于图1和2的双向开关，可以操作图5的开关，以便在零交叉处发生切换。该控制器C也可以被集成在单个芯片中，或者可以被单独提供。返回图5，假设功率FET处于断态。此外假设负半周期，以便将负电压供应至功率FETPT1的源极，并且将正电压供应至功率FETPT2的源极。在这种情况下，由于该集成的主体二极管（这里未示出），第二功率FETPT2导通，并且整个AC电压在第一功率FETPT1上下降（忽略主体二极管的膝处电压（kneevoltage））。在限制器L11的源极处的电压处于限制器L11的夹断电压，并且在电阻器R上下降。限制器L11的源极与FETE1的栅极连接，使得FETE1的栅极处于夹断电压。然后，FETE1接通，并且将功率FETPT1的栅极与功率FETPT1的源极连接，并因此将功率FETPT1可靠地保持在断开状态中。只要控制器C将公共漏极节点CD的电位输送至限制器L21的漏极，这个情况就持续。为了接通功率FETPT1、PT2，该控制器C相对于公共漏极节点CD处的电压，将例如+10V至+15V的正电压供应至功率FET的漏极。这引起功率FETPT1、PT2在AC电压的下一个零电压交叉处的接通。为了说明的目的，如上所述，假设AC电压在功率FETPT1上下降。当在负半周期期间AC电压减少时，限制器L11的漏极和栅极之间的电压差也减少，并因此这个电压出现在限制器L11的源极处。因此，R上的电压降减少，并且FETE1被断开，使得功率FETPT1的栅极从功率FETPT1的源极断开连接。当在功率FETPT1的源极处的电压变小（负半周期逼近零）时，使其漏极处于+10V至+15V的限制器L21将功率FETPT1的栅极与控制器C的输出O连接。因而，功率FETPT1的栅极处于+15V，并且功率FETPT1被接通。如图5中所说明的配置不需要用于检测零电压交叉的控制器C的输入，这是由于当AC电压过零时电平移位器自动切换。然而，可能为了检测用于断开的零电流交叉或者为了其他通信或控制目的而增加输入。上述描述的操作也对正半周期有效，然后适用于第二功率FETPT2。如本文中所述的双向开关（或者AC开关）展示出相当低的损耗，例如在16Aeff的负载电流下只有2W。因而，低通态电阻是期望的，例如在16A下的4mΩ，从而允许向墙内插座、安装轨道或者配电箱中的集成。因此，每个功率FET的源极和漏极之间所得到的电压降只有64mV，这显著低于功率FET的典型栅极电压。如果包括RCCB，那么在下一个零电流交叉处断开之前，功率FET必须能够分别运载80Aeff和200Aeff的截止电流10ms（半周期的持续时间）。这种高截止电流是RCCB的截止特性的结果。即使在五倍或者十二倍额定剩余电流的情况下，在功率FET处的漏极至源极电压只有大约0.8V，并且保持显著低于栅极电压。因而，有可能如上所述的通过控制器C相对于在公共漏极节点CD处的电压来联系栅极电压。该双向开关不限于单相开关，而是还包括两相或多相开关。例如，当为每相都使用如本文中所述的一个双向开关时，能够可靠地切换三相AC电流。此外，如图4中所说明的，该双向开关可以用可选无源滤波器元件和保险丝元件来补充。除了两个功率FETPT1、PT2之外，根据这个实施例的双向开关包括保险丝F和滤波器元件，该滤波器元件体现为电容器和电阻器，以改善EMC（电磁兼容性）并且减少负载至电网上的反馈。尤其在该双向开关包括集成调光功能时的那些情况下，这是有益处的。图6和7说明了双向开关的进一步实施例。这些开关包括可变电阻器V，其作为不同配置中的过电压保护元件。图6的实施例包括具有可选保险丝F的在一相和接地之间的可变电阻器V。如图6中所说明的，可以使用对称配置中的两个可变电阻器V（每个都在一相和接地之间）或者仅一个可变电阻器V（在一相和接地之间）。图7说明了在具有可选保险丝F的电网的两相之间具有一个可变电阻器V的实施例。图6和7示出了作为示例的与公共源极反序连接的功率FETPT1、PT2。然而，也可以使用具有反序功率FET的不同配置。双向开关可被用于切换例如家用电器或者其他电气或者电子设备。由于集成控制器，该双向开关可以被低压信号所远程控制。这允许了向日益变得普及的建筑自动化中的集成。例如，将电子设备向建筑物中的渐增的集成，诸如热力泵的发动机、机泵和压缩机，要求那些部件的专用控制。如本文中所述的，这种控制可以具备固态双向开关。当切换这种负载时，可能期望适应的切换行为，这在图8中被示范。例如，在接通期间，可能期望应用高于额定电流（准许永久电流）的断开阈值，从而防止该双向开关由于例如发动机起动期间的瞬时强电流而断开。这将在下面说明。当负载电流超出额定电流（允许最大电流）的给定倍数时，例如2或者3倍，该开关将在下一个零电流交叉处断开连接。另一方面，当负载电流超出额定电流，但是保持低于两倍或三倍额定电流时，该开关将暂时保持在通态中。随着时间的进行（按照半周期），额定电流的允许超过率将被减少，从而避免负载电流永久高于额定电流。因此，该开关阈值被动态适应。这在图8中由象征不同的跳闸（tripping）特性的下降点线、虚线或者实线所说明。这个特征被标为“开关释放连接”，其示出在过电流的第一次出现之后在给定的半周期的最大可允许电流。直至这条线，该双向开关只有当这个电流超出这条线时才保持连接和断开连接，即断开。如图8中所指示的，最大可允许过电流能够被逐步减少。当然，所示的曲线只是示例。该时间线可以被显著伸长，以在一秒中的较大部分、一秒甚至几秒内持续。用于这个操作的逻辑可以被集成至控制器中，该控制器可以包括微处理器和存储器。这也允许为了不同目的的双向开关的适应。如图8中由不同线（线性下降线、阶梯线、凸面曲线、或者凹面曲线）说明的该可配置的开关特性可以被预定义并存储在控制器中。可以在使用期间为了不同目的而使开关特性改变或适应。因而，根据实施例，固态双向开关具有可配置的开关特性，该双向开关具有以形成公共节点的反序连接的两个功率FET和与公共节点连接的控制器。该开关特性由控制器定义并且可以被改变。当双向开关被体现为RCCB时，有可能集成或者控制切换全部相的继电器，从而从电网完全在电流上断开该切换的电器或者负载。由于该继电器在零电流处切换，所以有可能认识到该继电器是相当简单的并且具有相当长的切换延迟。因此减少用于这种继电器的成本。该双向开关还具有的好处是，甚至在切换需要更高剩余电流的电器的情况下，也能够确保个人防护。示例是具有滤波器元件的装置或者电器，例如Y型电容器作为相和接地线或者地线之间的电源滤波器。那些装置在接通期间可以具有较大电流。例如如上所述，双向开关在接通期间可以适合于具有延缓的断开行为。可允许额定电流可以由控制器永久或者暂时设定在较大值，和/或该截止延迟可以被设定在大值。在这样做时，可以保证电器的操作，同时维持所期望水平的个人防护。示例是电气手工工具的暂时使用。在使用这个工具期间，可能使该开关的灵敏度和/或截止延迟进行适应，并然后在使用之后被返回至正常值。替换地或者此外，也将有可能设定截止阈值，使得该阈值略微超出工具或电器的永久负载电流，使得甚至这个负载电流的微小超出率，也使该双向开关切断该连接。该双向开关的控制器能够以任何已知方式被远程控制，例如通过电网远程控制，以便能够有效地远程执行切换，而不需要额外接线。为了易于描述来解释一个元件相对于第二元件的放置，使用诸如“下方”、“低于”、“下部”、“上方”、“上部”等等的空间相对性术语。这些术语意图涵盖除了与图中所描绘的那些不同的取向外的该装置的不同取向。进一步，例如“第一”、“第二”等等的术语也被用于描述各种元件、区域、区段等等，并且也不意图是限制性的。遍及该描述，同样的术语涉及同样的元件。如本文中所使用的，术语“具有”、“含有”、“包括”、“包含”等等是开放式术语，其指示所陈述的元件或特征的存在，但不排除额外的元件或特征。冠词“一（a，an）”和“该（the）”意图包括复数以及单数，除非上下文清楚地另有指示。在考虑以上的变化和应用的范围的情况下，应该理解的是，本发明不由前述描述所限制，也不由附图所限制。而是，本发明仅由下列权利要求及其法定等价方式所限制。